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    高速 放大器
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    摘要
    申请专利号:

    CN201280044867.6

    申请日:

    2012.07.16

    公开号:

    CN103797712A

    公开日:

    2014.05.14

    当前法律状态:

    撤回

    有效性:

    无权

    法律详情: 发明专利申请公布后的视为撤回IPC(主分类):H03F 3/45申请公布日:20140514|||公开
    IPC分类号: H03F3/45 主分类号: H03F3/45
    申请人: 德克萨斯仪器股份有限公司
    发明人: V·L·王利姆科凯; V·斯里尼瓦桑
    地址: 美国德克萨斯州
    优先权: 2011.07.15 US 13/184,131
    专利代理机构: 北京纪凯知识产权代理有限公司 11245 代理人: 赵蓉民
    PDF完整版下载: PDF下载
    法律状态
    申请(专利)号:

    CN201280044867.6

    授权公告号:

    |||

    法律状态公告日:

    2015.03.11|||2014.05.14

    法律状态类型:

    发明专利申请公布后的视为撤回|||公开

    摘要

    对高速放大器而言,差分输入对(INP,INM)与共源共栅偏置网络之间的寄生电容会引入能够影响性能的极点。在本文中,带有放大器(200)的前馈网络通过引入有效消除极点的零点来补偿该极点,在没有任何额外的电源的情况下移动接下来的寄生效应。这是利用跨共源共栅偏置网络的晶体管(Q3、Q8)耦合的一对前馈电容器(CFF1,CFF2)来完成的,该前馈电容器减小了功耗。

    权利要求书

    权利要求书
    1.  一种装置,其包含:
    接收输入信号并产生输出信号的放大器,其中所述放大器包括:
    接收所述输入信号的差分输入对;
    第一晶体管,所述第一晶体管具有第一无源电极、第二无源电极和控制电极,其中所述第一晶体管的所述第一无源电极耦合到所述差分对;和
    第二晶体管,所述第二晶体管具有第一无源电极、第二无源电极和控制电极,其中所述第二晶体管的所述控制电极耦合到所述第一晶体管的所述控制电极,并且其中所述第二晶体管的所述第一无源电极耦合到差分输入对;以及
    前馈网络,所述前馈网络具有:
    第一前馈电容器,其耦合在所述第一晶体管的所述第一无源电极和第二无源电极之间;和
    第二前馈电容器,其耦合在所述第二晶体管的所述第一无源电极和第二无源电极之间。

    2.  根据权利要求1所述的装置,其中所述放大器进一步包括:
    耦合到所述第一晶体管的所述第二无源电极的第一输出终端;
    耦合到所述第二晶体管的所述第二无源电极的第二输出终端;以及
    耦合到差分输入对的偏置网络。

    3.  根据权利要求2所述的装置,其中所述第一晶体管和第二晶体管是MOS晶体管,并且其中所述第一晶体管和第二晶体管中的每个的所述第一无源电极、所述第二无源电极和所述控制电极分别是源极、漏极和栅极。

    4.  根据权利要求3所述的装置,其中所述第一晶体管和第二晶体管进一步分别包括第一和第二PMOS晶体管。

    5.  根据权利要求4所述的装置,其中所述差分输入对进一步包括:
    第三PMOS晶体管,所述第三PMOS晶体管在其漏极耦合到所述第一PMOS晶体管的源极并在其栅极接收所述输入信号的第一部分;
    第四PMOS晶体管,所述第四PMOS晶体管在其漏极耦合到所述第二PMOS晶体管的源极并在其栅极接收所述输入信号的第二部分。

    6.  根据权利要求5所述的装置,其中所述偏置网络进一步包括:
    第五PMOS晶体管,所述第五PMOS晶体管在其漏极耦合到所述第三PMOS晶体管的源极;以及
    第六PMOS晶体管,所述第六PMOS晶体管在其漏极耦合到所述第四PMOS晶体管的源极并在其栅极耦合到所述第五PMOS晶体管的栅极。

    7.  根据权利要求2所述的装置,其中所述第一晶体管和第二晶体管是双极型晶体管,并且其中所述第一晶体管和第二晶体管中的每个的所述第一无源电极、所述第二无源电极和所述控制电极分别是集电极、发射极和基极。

    8.  根据权利要求7所述的装置,其中所述第一晶体管和第二晶体管进一步包括第一PNP晶体管。

    9.  根据权利要求1所述的装置,其中所述第一前馈电容器和第二前馈电容器进一步分别包括第一和第二金属-绝缘体-金属电容器即MIM电容器。

    10.  根据权利要求9所述的装置,其中第一和第二MIM电容器中的每个的电容为大约3pF。

    11.  一种装置,其包含:
    第一输出终端;
    第二输出终端;
    第一PMOS晶体管;
    第二PMOS晶体管,所述第二PMOS晶体管在其栅极耦合到所述第一PMOS晶体管,其中所述第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管在它们的栅极接收第一偏置;
    第三PMOS晶体管,所述第三PMOS晶体管在其源极耦合到所述第一PMOS晶体管的漏极并在其栅极接收差分输入信号的第一部分;
    第四PMOS晶体管,所述第四PMOS晶体管在其源极耦合到所述第二PMOS晶体管的漏极并在其栅极接收所述差分输入信号的第二部分;
    第五PMOS晶体管,所述第五PMOS晶体管在其源极耦合到所述第三PMOS晶体管的漏极并在其漏极耦合到所述第一输出终端;
    第六PMOS晶体管,所述第六PMOS晶体管在其源极耦合到所述第四PMOS晶体管的漏极,在其漏极耦合到所述第二输出终端,并在其栅极耦合到所述第五PMOS晶体管的栅极,其中所述第五PMOS晶体管和第六PMOS晶体管在其栅极接收第二偏置;
    第一NMOS晶体管,所述第一NMOS晶体管在其漏极耦合到所述第五PMOS晶体管的漏极;
    第二NMOS晶体管,所述第二NMOS晶体管在其漏极耦合到所述第六NMOS晶体管的漏极并在其栅极耦合到所述第一NMOS晶体管的栅极,其中所述第一和第二NMOS晶体管在其栅极接收第三偏置;
    第一前馈电容器,其耦合在所述第五PMOS晶体管的漏极和源极之间;
    第二前馈电容器,其耦合在所述第六PMOS晶体管的漏极和源极之间。

    12.  根据权利要求11所述的装置,其中所述第一前馈电容器和第二前馈电容器进一步分别包括第一和第二MIM电容器。

    13.  根据权利要求12所述的装置,其中所述第一和第二MIM电容器中的每个的电容为大约3pF。

    14.  一种装置,其包含:
    第一输出终端;
    第二输出终端;
    第一PNP晶体管;
    第二PNP晶体管,所述第二PNP晶体管在其基极耦合到所述第一PNP晶体管,其中所述第一PNP晶体管和第二PNP晶体管在其基极接收第一偏置;
    第三PNP晶体管,所述第三PNP晶体管在其发射极耦合到所述第一PNP晶体管的集电极并在其基极接收差分输入信号的第一部分;
    第四PNP晶体管,所述第四PNP晶体管在其发射极耦合到所述第二PNP晶体管的集电极并在其基极接收所述差分输入信号的第二部分;
    第五PNP晶体管,所述第五PNP晶体管在其发射极耦合到所述第三PNP晶体管的集电极并在其集电极耦合到所述第一输出终端;
    第六PNP晶体管,所述第六PNP晶体管在其发射极耦合到所述第四PNP晶体管的集电极,在其集电极耦合到所述第二输出终端,并在其基极耦合到所 述第五PNP晶体管的基极,其中所述第五PNP晶体管和第六PNP晶体管在其基极接收第二偏置;
    第一NPN晶体管,所述第一NPN晶体管在其集电极耦合到所述第五PNP晶体管的集电极;
    第二NPN晶体管,所述第二NPN晶体管在其集电极耦合到所述第六NPN晶体管的集电极并在其基极耦合到所述第一NPN晶体管的基极,其中所述第一NPN晶体管和第二NPN晶体管在其基极接收第三偏置;
    第一前馈电容器,其耦合在所述第五PNP晶体管的所述发射极和集电极之间;
    第二前馈电容器,其耦合在所述第六PNP晶体管的所述发射极和集电极之间。

    说明书

    说明书高速放大器
    技术领域
    本发明总体涉及高速放大器,更特别地,本发明涉及高速套筒式放大器。
    背景技术
    图1示出了常规的套筒式放大器100。所描述的套筒式放大器100通常包括差分输入对(其通常包含晶体管Q2和晶体管Q7)和若干偏置网络(其通常包含共源共栅的晶体管对Q1/Q6,Q3/Q8,Q4/Q9和Q5/Q10)。这些偏置网络一般被配置作为电流镜(每一个均被耦合到连接二极管的晶体管),或者可以被配置以使偏置BIAS1到BIAS4为偏置电压。通常,对高速应用(即,大于10GHz)而言,寄生效应(例如寄生电容)就会成为问题。特别是由晶体管Q1到Q4和Q6到Q9的配置所引起的寄生电容会造成信号恶化。
    首先注意晶体管Q1-Q3与晶体管Q6-Q8之间的内部节点,偏置网络Q3/Q8和差分对Q2/Q7引入了寄生极点(其一般位于跨导与寄生电容CP的比率处)。寄生电容CP通常是晶体管Q2、Q3、Q7和Q8的栅极-漏极电容、源极-本体电容以及栅极-源极电容的线性组合(为了简洁的目的用寄生电容器CP1-CP6来表示)。通常,在每个支路中的电流为1mA,跨导为10mS并且总寄生电容为450fF的情况下,在3.5GHz处存在极点,并且在每个支路中的电流为600μA,跨导为6mS的情况下,并且由于存在450fF的总寄生电容,因此在2.1GHz处存在极点。由于施加到放大器100上的低输入参考噪声限制,该寄生电容通常很大。因此,需要对由偏置网络Q3/Q8和差分对Q2/Q7的寄生电容引入的极点进行补偿。
    转向输入终端INP和INM,晶体管Q2和Q7中的每个都具有栅极-漏极寄生电容(用寄生电容器CP1和CP3表示)。这些栅极-漏极寄生电容CP1和CP3造成右半平面零点,该零点可以位于(例如)大约20GHz(即gmdiff/CP)处。因此,需要对由差分输入对Q2/Q7的寄生电容引入的零点进行补偿。
    在Kwan等人的US2002/0024382A1中描述了常规电路的一个示例。
    发明内容
    根据一个实施例,提供一种装置。该装置包含接收输入信号并产生输出 信号的放大器,其中该放大器包括:接收输入信号的差分输入对;具有第一无源电极、第二无源电极和控制电极的第一晶体管,其中第一晶体管的第一无源电极耦合到差分对;以及具有第一无源电极、第二无源电极和控制电极的第二晶体管,其中第二晶体管的控制电极耦合到第一晶体管的控制电极,并且其中第二晶体管的第一无源电极耦合到差分输入对;以及前馈网络,该前馈网络具有耦合在第一晶体管的第一和第二无源电极之间的第一前馈电容器;和耦合在第二晶体管的第一和第二无源电极之间的第二前馈电容器。
    根据一个实施例,所述放大器进一步包含:耦合到第一晶体管的第二无源电极的第一输出终端;耦合到第二晶体管的第二无源电极的第二输出终端;以及耦合到差分输入对的偏置网络。
    根据一个实施例,第一和第二晶体管是MOS晶体管,并且其中第一和第二晶体管中的每个的第一无源电极、第二无源电极和控制电极分别是源极、漏极和栅极。
    根据一个实施例,第一和第二晶体管进一步分别包括第一和第二PMOS晶体管。
    根据一个实施例,差分输入对进一步包括:在其漏极耦合到第一PMOS晶体管的源极的第三PMOS晶体管,该第三PMOS晶体管在其栅极接收输入信号的第一部分;以及在其漏极耦合到第二PMOS晶体管的源极的第四PMOS晶体管,该第四POMS晶体管在其栅极接收输入信号的第二部分。
    根据一个实施例,偏置网络进一步包括:在其漏极耦合到第三PMOS晶体管的源极的第五PMOS晶体管;以及在其漏极耦合到第四PMOS晶体管的源极并在其栅极耦合到第五PMOS晶体管的栅极的第六PMOS晶体管。
    根据一个实施例,第一和第二前馈电容器进一步分别包括第一和第二金属-绝缘体-金属(MIM)电容器。
    根据一个实施例,第一和第二MOS电容器中的每个的电容大约为3pF。
    根据一个实施例,提供一种装置。该装置包含:第一输出终端;第二输出终端;第一PMOS晶体管;第二PMOS晶体管,该第二PMOS晶体管在其栅极耦合到第一PMOS晶体管,其中第一和第二PMOS晶体管在它们的栅极接收第一偏置;第三PMOS晶体管,该第三PMOS晶体管在其源极耦合到第一PMOS晶体管的漏极并在其栅极接收差分输入信号的第一部分;第四PMOS晶体管,该第四PMOS晶体管在其源极耦合到第二PMOS晶体管的漏极并在 其栅极接收差分输入信号的第二部分;第五PMOS晶体管,该第五PMOS晶体管在其源极耦合到第三PMOS晶体管的漏极并在其漏极耦合到第一输出终端;第六PMOS晶体管,该第六PMOS晶体管在其源极耦合到第四PMOS晶体管的漏极,在其漏极耦合到第二输出终端,并在其栅极耦合到第五PMOS晶体管的栅极,其中第五和第六PMOS晶体管在其栅极接收第二偏置;第一NMOS晶体管,该第一NMOS晶体管在其漏极耦合到第五PMOS晶体管的漏极;第二NMOS晶体管,该第二NMOS晶体管在其漏极耦合到第六NMOS晶体管的漏极并在其栅极耦合到第一NMOS晶体管的栅极,其中第一和第二NMOS晶体管在其栅极接收第三偏置;第一前馈电容器,该第一前馈电容器耦合在第五PMOS晶体管的漏极和源极之间;以及第二前馈电容器,该第二前馈电容器耦合在第六PMOS晶体管漏极和源极之间。
    根据一个实施例,第一和第二前馈电容器进一步分别包括第一和第二MIM电容器。
    根据一个实施例,第一和第二MIM电容器中的每个的电容为大约3pF。
    根据一个实施例,提供一种装置。该装置包括第一输出终端;第二输出终端;第一PNP晶体管;第二PNP晶体管,该第二PNP晶体管在其基极耦合到第一PNP晶体管,其中第一和第二PNP晶体管在它们的基极接收第一偏置;第三PNP晶体管,该第三PNP晶体管在其发射极耦合到第一PNP晶体管的集电极并在其基极接收差分输入信号的第一部分;第四PNP晶体管,该第四PNP晶体管在其发射极耦合到第二PNP晶体管的集电极并在其基极接收差分输入信号的第二部分;第五PNP晶体管,该第五PNP晶体管在其发射极耦合到第三PNP晶体管的集电极并在其集电极耦合到第一输出终端;第六PNP晶体管,该第六PNP晶体管在其发射极耦合到第四PNP晶体管的集电极,在其集电极耦合到第二输出终端,并在其基极耦合到第五PNP晶体管的基极,其中第五和第六PNP晶体管在其基极接收第二偏置;第一NPN晶体管,该第一NPN晶体管在其集电极耦合到第五PNP晶体管的集电极;第二NPN晶体管,该第二NPN晶体管在其集电极耦合到第六NPN晶体管的集电极并在其基极耦合到第一NPN晶体管的基极,其中第一和第二NPN晶体管在其基极接收第三偏置;第一前馈电容器,其耦合在第五PNP晶体管的发射极和集电极之间;以及第二前馈电容器,其耦合在第六PNP晶体管的发射极和集电极之间。
    附图说明
    图1描述了常规的套筒式放大器的示例;
    图2A和图2B说明了根据实施例的放大器的示例;以及
    图3和图4是描述图2A和图2B的套筒式放大器中的前馈网络的使用的图示。
    具体实施方式
    图2A和图2B说明了根据本发明的示例实施例的套筒式放大器200。放大器200通常被用来驱动电容性负载201,除了套筒式放大器200包含中和网络(电容器CN1和CN2)和前馈网络(电容器CFF1和CFF2)之外,套筒式放大器200具有与套筒式放大器100相同的一般配置。如示出的,套筒式放大器200可以用MOS晶体管(即,晶体管Q1-Q3和Q6-Q8是PMOS晶体管,而晶体管Q4、Q5、Q9和Q10是NMOS晶体管)来实现,但是套筒式放大器200也可以用双极型晶体管(即,晶体管Q1-Q3和Q6-Q8是PNP晶体管,而晶体管Q4、Q5、Q9和10是NPN晶体管)来实现。前馈网络(电容器CFF1和CFF2)通常被用来通过补偿极点和零点而提高性能,同时也降低功率消耗??商婊坏?,也可以用与图2所示的相反导电类型的晶体管来代替晶体管Q1-Q10(即,晶体管Q4可以是PMOS或PNP晶体管而不是NMOS或NPN晶体管,而晶体管Q1可以是NMOS或NPN晶体管而不是PMOS或PNP晶体管)。
    首先注意前馈网络CFF1/CFF2,这些电容器CFF1和CFF2用零点有效地抵消由寄生电容CP1(晶体管Q2的栅极-漏极电容)、CP2(晶体管Q3的栅极-源极电容)、CP3(晶体管Q7的栅极-漏极电容)和CP4(晶体管Q8的栅极-源极电容)引入的极点。没有中和网络CN1/CN2或前馈网络CFF1/CFF2的套筒式放大器100的每一半的传递函数HM(s)和HP(s)可以被表示为:
    HM(s)=A(1-sCP1gmQ2)(1+s*WPD)(1+sCP1+CP2+CP5gmQ3)---(1)]]>

    HP(s)=A(1-sCP3gmQ7)(1+s*WPD)(1+sCP3+CP4+CP6gmQ8)---(2)]]>
    其中WPD是由于输出终端OUTP和OUTM处的负载所引起的主极点,gmQ2、gmQ3、gmQ7和gmQ8分别是晶体管Q2、Q3、Q7和Q8的跨导。如可以从公式(1)和(2)中看到的,传递函数HM(s)和HP(s)表明主极点WPD、和处的寄生极点以及和处的右半平面零点。为了补偿寄生极点和电容器CFF1和CFF2被分别耦合在偏置网络的晶体管Q3和Q8的源极和漏极之间,该偏置网络与差分输入对Q2/Q7共源共栅。电容器CFF1和CFF2(其可以是金属-绝缘体-金属(MIM)电容器,从而具有高线性度,或者可以是MOS电容器)引入左半平面零点(其通常在gm/CFF处)。即,前馈网络CFF1/CFF2将传递函数HM(s)和HP(s)(公式(1)和公式(2)所示)修改如下:
    HM(s)=A(1-sCP1gmQ2)(1+sCFF1gmQ3)(1+s*WPD)(1+sCP1+CP2+CP5+CFF1gmQ3)---(3)]]>

    HP(s)=A(1-sCP3gmQ7)(1+sCFF2gmQ8)(1+s*WPD)(1+sCP3+CP4+CP6+CFF2gmQ8)---(4)]]>
    如公式(3)和公式(4)所示,在和处引入左半平面零点的同时,由前馈网络CFF1/CFF2引入的电容将寄生极点的位置从和修改为和因此,如果前馈网络CFF1/CFF2的电容的值远远大于寄生电容(即CFF1>>(CP1+CP2+CP5)并且CFF2>>(CP3+CP4+CP6)),则该前馈网络CFF1/CFF2使得左半平面零点能够(有效地)抵消寄生极点,因为:
    HM(s)=A(1-sCP1gmQ2)(1+sCFF1gmQ3)(1+s*WPD)(1+sCP1+CP2+CP5+CFF1gmQ3)≈A(1-sCP1gmQ2)(1+sCFF1gmQ3)(1+s*WPD)(1+sCFF1gmQ3)=A(1-sCP1gmQ2)(1+s*WPD)---(5)]]>

    HP(s)=A(1-sCP3gmQ7)(1+sCFF2gmQ8)(1+s*WPD)(1+sCP3+CP4+CP6+CFF2gmQ8)≈A(1-sCP3gmQ7)(1+sCFF2gmQ8)(1+s*WPD)(1+sCFF2gmQ8)=A(1-sCP3gmQ7)(1+s*WPD)---(6)]]>
    作为一个示例,对于10mS的跨导、450fF的寄生电容及3pF的前馈电容,在525MHz处产生零点,并且寄生极点从3.5GHz移动至461MHz。在图3中,可以看到前馈电容在1.0pF和5.5pF之间扫动时的相位和增益,并且如示出的,在试图最小化用于前馈网络CFF1/CFF2的面积时,选择3pF将产生最佳方案,从而有效地消除由寄生电容CP1-CP4引入的极点。此外,在图4中,可以看到带有或不带有前馈网络CFF1/CFF2的套筒式放大器200的相位和增益。
    本领域的技术人员将理解,在要求?;さ姆⒚鞯姆段?,可以对所描述的实施例进行修改,并且许多其它实施例也是可能的。

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