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    关 键 词:
    用于 放大器 阻抗匹配 布置
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    摘要
    申请专利号:

    CN201610245255.3

    申请日:

    2016.04.19

    公开号:

    CN106374853A

    公开日:

    2017.02.01

    当前法律状态:

    实审

    有效性:

    审中

    法律详情: 实质审查的生效IPC(主分类):H03F 1/56申请日:20160419|||公开
    IPC分类号: H03F1/56; H03F3/21 主分类号: H03F1/56
    申请人: 香港城市大学
    发明人: 薛泉; 张海伟; 岑鉴文
    地址: 中国香港九龙达之路83号
    优先权: 2015.07.20 US 14/803,296
    专利代理机构: 北京润平知识产权代理有限公司 11283 代理人: 顾问;谢鑫
    PDF完整版下载: PDF下载
    法律状态
    申请(专利)号:

    CN201610245255.3

    授权公告号:

    |||

    法律状态公告日:

    2018.08.03|||2017.02.01

    法律状态类型:

    实质审查的生效|||公开

    摘要

    用于放大器的阻抗匹配布置包括设置在地平面上的第一和第二金属传输线,该第一金属传输线与放大器的第一功率放大级连接,该第二金属传输线与该放大器的第二功率放大级连接;其中第一和第二金属传输线被电耦合,用于传送被第一功率放大级放大的RF信号到第二功率放大级。

    权利要求书

    1.一种用于放大器的阻抗匹配布置,包括:
    设置在地平面上的第一金属传输线和第二金属传输线,该第一金属传输
    线与该放大器的第一功率放大级连接,该第二金属传输线与该放大器的第二
    功率放大级连接;
    其中该第一金属传输线和该第二金属传输线被电耦合,用于传送被该第
    一功率放大级放大的RF信号到该第二功率放大级。
    2.根据权利要求1所述的阻抗匹配布置,其中所述第一金属传输线和
    所述第二金属传输线一起限定在其一端处的第一耦合段、在另一端处的第二
    耦合段和在该第一耦合段与该第二耦合段之间的未耦合段。
    3.根据权利要求2所述的阻抗匹配布置,其中所述RF信号通过所述第
    一耦合段和/或所述第二耦合段从所述第一金属传输线被传送到所述第二金
    属传输线。
    4.根据权利要求3所述的阻抗匹配布置,其中所述阻抗匹配布置被至
    少部分RF短路,由此基本上没有RF信号从所述第二传输线被传送到所述
    第一传输线。
    5.根据权利要求2所述的阻抗匹配布置,其中所述第一耦合段和所述
    第二耦合段中的所述第一金属传输线和所述第二金属传输线之间的间隔小
    于所述未耦合段中的该第一金属传输线和该第二金属传输线之间的间隔。
    6.根据权利要求2所述的阻抗匹配布置,其中所述第一金属传输线和
    所述第二金属传输线被对称设置在所述地平面上。
    7.根据权利要求2所述的阻抗匹配布置,其中所述第一金属传输线限
    定第一端口和第二端口,所述第二金属传输线限定第三端口和第四端口,该
    第一端口和该第三端口被设置在所述第一耦合段处,该第二端口和该第四端
    口被设置在该第二耦合段处;其中该第一金属传输线的该第一端口与第一功
    率放大级连接,以及该第二金属传输线的该第四端口与第二功率放大级连
    接。
    8.根据权利要求7所述的阻抗匹配布置,其中所述第二端口和所述第
    三端口被RF短路,由此基本上没有RF信号在所述第二端口和所述第三端
    口之间传送。
    9.根据权利要求1所述的阻抗匹配布置,其中所述第一功率放大级和
    所述第二功率放大级的每一个包括共源共栅放大器电路。
    10.根据权利要求1所述的阻抗匹配布置,其中该放大器是用于在60
    GHz操作的CMOS放大器。
    11.一种放大器,包括:
    RF输入,用于接收要被放大的RF信号;
    RF输出,用于输出该放大的RF信号;
    设置在该RF输入与该RF输出之间的第一功率放大级和第二功率放大
    级,用于放大该RF信号,该第一功率放大级和该第二功率放大级的每一个
    具有两个输入端口和两个输出端口;
    其中,两个阻抗匹配布置被设置在所述第一功率放大级和所述第二功率
    放大级之间,每个阻抗匹配布置包括:
    设置在地平面上的第一金属传输线和第二金属传输线,该第一金属传
    输线与第一功率放大级的输出端口连接,该第二金属传输线与该第二功率放
    大级的输入端口连接;其中该第一金属传输线和该第二金属传输线被电耦合
    用于将所述RF信号从该第一功率放大级传送到该第二功率放大级;以及
    其中该两个阻抗匹配布置被电连接,每个阻抗匹配布置与该第一功率放
    大级的对应输出端口和该第二功率放大级的对应输入端口连接。
    12.根据权利要求11所述的放大器,其中对于每个单独阻抗匹配布置,
    所述第一金属传输线和所述第二金属传输线一起限定在其一端处的第一耦
    合段、在其另一端处的第二耦合段以及在该第一耦合段和该第二耦合段之间
    的未耦合段。
    13.根据权利要求12所述的放大器,其中对于每个单独阻抗匹配布置,
    所述RF信号通过所述第一耦合段和/或所述第二耦合段从所述第一金属传输
    线被传送到所述第二金属传输线。
    14.根据权利要求13所述的放大器,其中对于每个单独阻抗匹配布置,
    该阻抗匹配布置被至少部分RF短路,由此基本上没有RF信号从所述第二
    传输线被传送到所述第一传输线。
    15.根据权利要求11所述的放大器,其中所述两个阻抗匹配布置的所
    述第一金属传输线被电连接。
    16.根据权利要求12所述的放大器,其中对于每个单独阻抗匹配布置,
    所述第一金属传输线限定第一端口和第二端口,所述第二金属传输线限定第
    三端口和第四端口,该第一端口和该第三端口被设置在所述第一耦合段处,
    以及所述第二端口和所述第四端口被设置在所述第二耦合段处;其中所述第
    一金属传输线的所述第一端口与所述第一功率放大级的输出端口连接,且所
    述第二金属传输线的所述第四端口与所述第二功率放大级的输入端口连接。
    17.根据权利要求16所述的放大器,其中对于每个单独阻抗匹配布置,
    所述第二端口和所述第三端口被RF短路,由此基本上没有RF信号在所述
    第二端口与所述第三端口之间传送。
    18.根据权利要求16所述的放大器,其中所述两个阻抗匹配布置的所
    述第二端口被电连接。
    19.根据权利要求16所述的放大器,其中所述两个阻抗匹配布置的所
    述第三端口在相同的参考电压。
    20.根据权利要求11所述的放大器,其中所述第一功率放大级和所述
    第二功率放大级的每一个包括共源共栅放大器电路。
    21.根据权利要求20所述的放大器,其中所述共源共栅放大器电路包
    括共源共栅配置的两个晶体管。
    22.根据权利要求11所述的放大器,其中该放大器包括另外的功率放
    大级和设置在任意两个功率放大级之间的另外的阻抗匹配布置。
    23.根据权利要求11所述的放大器,其中该放大器是差分放大器。
    24.根据权利要求11所述的放大器,其中该放大器是用于在60GHz操
    作的CMOS放大器。

    说明书

    用于放大器的阻抗匹配布置及放大器

    技术领域

    本发明涉及用于放大器的阻抗匹配布置和结合该结构的放大器。更具体
    地,但不是限制性的,本发明涉及具有用于放大器中两个功率放大级之间的
    阻抗匹配的多段耦合传输线的阻抗匹配布置。

    背景技术

    在例如移动电子设备的消费产品中,对高数据率短程无线通信的需求越
    来越大。目前,无线通信的操作频率的趋势是从相对拥挤的较低频带转到例
    如60GHz的更高毫米波范围。这种趋势已经驱使开发高性能60GHz放大器
    系统,或更一般的毫米波MMIC电路和设备。

    高增益和宽带放大器对实施毫米波MMIC电路和设备是理想的。为了
    实现高增益和宽带,放大器需要有一个或多个用于匹配源和负载阻抗(例如,
    在不同的放大级之间)以实现最大功率传输或放大的阻抗匹配布置。

    发明内容

    根据本发明的第一方面,提供了用于放大器的阻抗匹配布置,包括:被
    设置在地平面的第一和第二金属传输线,该第一金属传输线与放大器的第一
    功率放大级连接,该第二金属传输线与该放大器的第二功率放大级连接;其
    中该第一和第二金属传输线被电耦合用于传送由第一功率放大级放大的RF
    信号到第二功率放大级。

    在该第一个方面的一个实施方式中,第一和第二金属传输线一起限定在
    其一端处的第一耦合段、在其另一端处的第二耦合段以及该第一耦合段和第
    二耦合段之间的未耦合段。

    在该第一个方面的一个实施方式中,RF信号通过该第一耦合段和/或该
    第二耦合段从该第一金属传输线被传送到该第二金属传输线。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该阻抗匹配布置是至少部分RF短
    路的,由此基本上没有RF信号从该第二传输线传送到该第一传输线。

    在该第一个方面的一个实施方式中,第一和第二耦合段中第一和第二金
    属传输线之间的间隔小于未耦合段中的第一与第二金属传输线之间的间隔。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该第一和第二金属传输线被对称设
    置在该地平面上。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该第一金属传输线限定第一端口和
    第二端口,该第二金属传输线限定第三端口和第四端口,该第一和第三端口
    被设置在该第一耦合段,该第二和第四端口被设置在该第二耦合段;其中该
    第一金属传输线的第一端口与第一功率放大级连接,且该第二金属传输线的
    第四端口与第二功率放大级连接。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该第二端口和该第三端口被RF短
    路由此基本上没有RF信号在该第二端口和该第三端口之间传送。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该第一和第二功率放大级的每个包
    括共源共栅放大器电路。

    在该第一个方面的一个实施方式中,该放大器是用于在60GHz操作的
    CMOS放大器。

    根据本发明的第二个方面,提供了一种放大器,包括:用于接收要被放
    大的RF信号的RF输入;用于输出该放大的RF信号的RF输出;设置在该
    RF输入和RF输出之间用于放大该RF信号的第一和第二功率放大级,该第
    一和第二功率放大级的每一个具有两个输入端口和两个输出端口;其中两个
    阻抗匹配布置被设置在该第一和第二功率放大级之间,每个阻抗匹配布置包
    括:设置在地平面上的第一和第二金属传输线,该第一金属传输线与第一功
    率放大级的输出端口连接,第二金属传输线与该第二功率放大级的输入端口
    连接;其中该第一和第二金属传输线被电耦合用于从该第一功率放大级传送
    该RF信号到该第二功率放大级;以及其中两个阻抗匹配布置被电连接,每
    个阻抗结构第一功率放大级的对应输出端口和第二功率放大级的对应输入
    端口连接。

    在该第二个方面的一个实施方式中,对于每个单独阻抗匹配布置,该第
    一和第二金属传输线一起限定在其一端处的第一耦合段、在其另一端处的第
    二耦合段以及该第一和第二耦合段之间的未耦合段。

    在该第二个方面的一个实施方式中,对于每个单独阻抗匹配布置,该
    RF信号通过该第一耦合段和/或该第二耦合段从该第一金属传输线传送到该
    第二金属传输线。

    在该第二个方面的一个实施方式中,对于每个单独阻抗匹配布置,该阻
    抗匹配布置至少部分RF短路,由此基本上没有RF信号从该第二传输线传
    送到该第一传输线。

    在该第二个方面的一个实施方式中,这两个阻抗匹配布置的该第一金属
    传输线被连接。

    在该第二个方面的一个实施方式中,对于每个单独阻抗匹配布置,该第
    一金属传输线限定第一端口和第二端口,该第二金属传输线限定第三端口和
    第四端口,该第一和第三端口被设置在该第一耦合段,以及该第二和第四端
    口被设置在该第二耦合段;其中该第一金属传输线的该第一端口与该第一功
    率放大级的输出端口连接,以及该第二金属传输线的该第四端口与该第二功
    率放大级的输入端口连接。

    在该第二个方面的一个实施方式中,对于每个单独阻抗匹配布置,该第
    二端口和该第三端口被RF短路,由此基本上没有RF信号在该第二端口和该
    第三端口之间传送。

    在该第二个方面的一个实施方式中,这两个阻抗匹配布置的该第二端口
    被电连接。

    在该第二个方面的一个实施方式中,这两个阻抗匹配布置的第三端口在
    相同的参考电压。

    在该第二个方面的一个实施方式中,该第一和第二功率放大级的每一个
    包括共源共栅放大器电路。

    在该第二个方面的一个实施方式中,该共源共栅放大器电路包括两个共
    源共栅配置的晶体管。

    在该第二个方面的一个实施方式中,该放大器包括另外的功率放大级和
    设置在任意两个功率放大器之间的另外的阻抗匹配布置。

    在该第二个方面的一个实施方式中,该放大器是差分放大器。

    在该第二个方面的一个实施方式中,该放大器是用于在60GHz操作的
    CMOS放大器。

    本发明的目的是解决上述的需要,以克服或基本上改善以上的缺点,或
    更一般地提供用于放大器(尤其是60GHz CMOS放大器)的改进的阻抗匹
    配布置。

    附图说明

    现在将通过示例的方式结合附图描述本发明的实施方式,其中:

    图1是根据本发明的一个实施方式的具有设置在两个功率放大级之间的
    两个阻抗匹配布置的放大器的简化电路图;

    图2是示出对于不同阻抗传输比的图1的阻抗匹配布置的频率响应的曲
    线图;

    图3是对于两个功率放大级之间的不同的级间匹配技术比较在不同频率
    的散射参数(S11、S21)的模拟结果的曲线图,该级间匹配技术包括图1的
    阻抗匹配布置和变压器匹配网络;

    图4是示出从基于图1的电路图制造的放大器测量的散射参数(S11、
    S21和S22)的曲线图;

    图5是示出从基于图1的电路图制造的放大器在不同频率测量的增益压
    缩的曲线图;以及

    图6是示出从基于图1的电路图制造的放大器测量的增益失衡和隔离度
    量的曲线图。

    具体实施方式

    本发明的发明人通过实验和尝试推测了用于60GHz应用的高增益和宽
    带阻抗匹配难以实现(尤其是在CMOS技术中),因为在电路中存在复杂的
    寄生组件。本发明的发明人通过实验和尝试还推测了能够在60GHz放大器
    或MMIC电路的设计中使用的阻抗匹配网络包括传输线匹配,电感和电容匹
    配,以及变压器匹配。通过实验和尝试,发明人认识到使用特定长度和特性
    阻抗的单个传输的传输线匹配能够执行共轭匹配,但是尺寸相对大而导致芯
    片面积方面的高成本。另一方面,发明人认识到电感和电容匹配以及变压器
    匹配尺寸相对??;且变压器匹配具有内在的DC阻断功能,这能够分离放大
    器中的功率放大级的DC路径。通过实验和尝试,发明人认识到电感和电容
    匹配以及变压器匹配的一些问题。首先,在电感和电容匹配中使用的芯片上
    的电感和在变压匹配中使用的变压器由螺旋线或线圈制成,具有促进相互磁
    耦合的缺陷地极。而该缺陷接地在地平面中产生更高电阻和电感,因此损害
    高频集成电路的性能。其次,由于电感器/变压器和不可避免的寄生电容,电
    感和电容匹配和变压器匹配电路中存在自谐振频率。

    参照图1,提供了用于放大器100的阻抗匹配布置108,包括被设置在
    地平面116上的第一金属传输线112和第二金属传输线114,该第一金属传
    输线112与该放大器110的第一功率放大级连接,第二金属传输线114与该
    放大器110的第二功率放大级连接;其中该第一和第二金属传输线112、114
    被电耦合以用于传送由第一功率放大级放大的RF信号到第二功率放大级。

    如图1所示,在本发明的一个实施方式中的放大器电路100包括用于接
    收要被放大的RF信号的RF输入(RFin+,RFin-);与RF输入连接用于放大
    该RF信号的三个功率放大级102、104、106;以及用于输出该放大的RF信
    号的RF输出(RFout+,RFout-)。功率放大级102、104、106的每一个是共
    源共栅放大器电路,其包括两个输入端口和两个输出端口。第一功率放大级
    102的输入端口与RF输入(RFin+,RFin-)连接,且第三功率放大级106的
    输出端口与RF输出(RFout+,RFout-)连接。第一和第二功率放大级102、
    104通过两个阻抗匹配布置108被连接,这两个阻抗匹配布置108优选是一
    样的。第二和第三功率放大级104、106也通过两个阻抗匹配布置108被连
    接,该两个阻抗匹配布置108优选是一样的。在其他实施方式中,阻抗匹配
    布置中的至少一个可以与其他的不一样。

    在本实施方式中,每个功率放大级102、104、106的共源共栅放大器电
    路包括四个晶体管110a、110b(MOSFET)。拿第一功率放大级102中的共
    源共栅放大器电路作为示例,第一对上游晶体管的源极连接到共同接地,该
    第一对上游晶体管用于从RF输入(RFin+,RFin-)接收RF输入信号。而这
    些晶体管110a的每一个的漏极与下游晶体管110b对的各自的源极连接。下
    游晶体管110b对的栅极被连接到一起并连接到共同参考电压Vdd。本实施方
    式中的晶体管以共源共栅配置被连接。但是,在其他实施方式中,其他共源
    共栅电路,例如单共源的共源共栅电路或多叠的共源共栅电路也可以在功率
    放大级中使用。

    在本发明中,每个阻抗匹配布置108包括被设置在地平面116上的一对
    金属传输线112、114。对于每个阻抗匹配布置108,第一传输线112与一个
    功率放大级的输出端口(下游晶体管的漏极)连接,且第二传输线114与下
    一个功率放大级的输入端口(上游晶体管的栅极)连接。该第一和第二传输
    线112、114被电耦合以传送从一个功率放大级输出的RF信号到下一个功率
    放大级。

    在本发明中,每个阻抗匹配布置108是多段的,用于电耦合第一和第二
    传输线112、114。具体地,相同阻抗匹配布置的第一和第二传输线112、114
    一起限定在一端处的第一耦合段118、在另一端处的第二耦合段120以及在
    第一耦合段118与第二耦合段120之间的未耦合段122。优选地,第一耦合
    段118和第二耦合段120中的第一和第二金属传输线112、114之间的间隔
    小于未耦合段122中第一和第二金属传输线112、114之间的间隔。第一耦
    合段118的长度与第二耦合段120的长度可以相同。未耦合段122中第一和
    第二传输线112、114的长度也可以相同。第一和第二传输线112、114优选
    地在第一耦合段118、第二耦合到120和未耦合段122具有不同的特性长度
    和阻抗,其具体值取决于特定放大器应用或操作需要。在本实施方式中,第
    一和第二传输线112、114沿着线112、114的长度方向被对称设置在地平面
    116上。在一些实施方式中,在放大器电路100中的阻抗匹配布置108的一
    个或多个可以没有未耦合段122。

    在优选实施方式中,第一传输线112在其两端处限定第一端口P1和第
    二端口P2。同样地,第二传输线在其两端处限定第三端口P3和第四端口P4,
    第三端口P3邻近第一端口P1,以及第四端口P4邻近第二端口P2。在本实
    施方式中,第一和第三端口P1、P3被设置在第一耦合段118,且第二和第
    四端口P2、P4被设置在第二耦合段120。第一金属传输线112的第一端口
    P1与一个功率放大级的输出端口(该下游晶体管的漏极)连接,且该第二
    金属传输线114的第四端口P4与下一个放大级的输入端口(下游晶体管的
    栅极)连接。

    在本发明中,每个阻抗匹配布置108使得RF信号通过第一和第二耦合
    段118、120从第一传输线112被传送到第二传输线114,但是也部分RF短
    路,由此基本上没有RF信号从第二传输线114被传送到第一传输线112。
    换句话说,该布置108的第二和第三端口P2、P3被RF短路。在一个实施
    方式中,阻抗匹配布置108可以使得RF信号通过第一和第二耦合段118、
    120的仅一者从第一传输线112传送到第二传输线114。

    再参照图1,两个功率放大级之间的两个阻抗匹配布置108被电连接,
    每个阻抗匹配布置108与第一功率放大级102的对应输出端口(下游晶体管
    的漏极)和第二功率放大级104的对应输入端口(上游晶体管的栅极)连接。
    两个阻抗匹配布置108的第一金属传输线112被电连接。具体地,两个阻抗
    匹配布置108的第二端口P2被电连接,且在参考电压Vdd。两个阻抗匹配布
    置108的第三端口P3在相同的参考电压Vdd。在图1的示意性放大器100中
    的任意两个功率放大级之间的阻抗匹配布置108以基本上相同的方式连接。

    图2示出了对于不同阻抗变换比具有图1的阻抗匹配布置108的放大器
    100的频率响应。当图1的放大器100适用于最佳在60GHz操作时,所有
    的比曲线峰值在大约60GHz,意味着最有效功率传输发生在大约60GHz。
    如图2中所示,阻抗变换比越大,操作带宽越窄。

    图3示出了对于两个功率放大级之间的不同级间(即放大级间)匹配技
    术比较在不同频率的散射参数(S11、S22)的模拟结果,级间匹配技术包括
    图1的阻抗匹配布置108和变压器匹配网络。在图3的模拟中,使用的输入
    和负载阻抗分别是27.6+15j和11.3-43j。损耗正切是0.02且导电率值是4.8e7
    S/m,图1的阻抗匹配布置108和变压器匹配网络的模拟插入损耗分别是-1.63
    dB和-1.45dB。虽然变压器匹配网络的带宽性能比得上图1的阻抗匹配布置
    108,但是需要另外的17fF MIM电容与变压器匹配网络的辅助电感并联设
    置,以完成共轭匹配。这给制造过程带来误差并给放大器带来带宽限制。

    为了验证和测试本发明的阻抗匹配布置108(级间匹配)的性能,基于
    图1的电路图以65nm 1P9M CMOS技术设计并实施60GHz差分放大器。
    在该放大器的设计中,通过将从Caliber RCX提取的寄生组件加到相应的端
    口来得到高频晶体管模型。增益、1dB压缩点和稳定性以及DC功率消耗的
    折衷以确定放大器的晶体管尺寸。RF短路的传输线被使用作为用于静电放
    电?;さ氖淙肫ヅ渫绲牟糠?。为了实现最大功率传输,T型匹配网络用于
    将放大器的输出端口连接到双平衡混合器。阻抗匹配布置基于图1示出的结
    构制造。M9的厚金属层用于制造地平面上的传输线。受到65nm CMOS布
    局尺寸的局限,在耦合段处的传输线的偶数和奇数模阻抗被固定为65Ω和
    23.5Ω的值,传输线宽度和线间隔分别是5μm和2μm。传输线的未耦合段
    的阻抗被选为50Ω(5μm)。表1中概括了设计的放大器中的阻抗匹配布置
    的每个的最终优化参数。在级间匹配过程期间使用史密斯圆图得到这些参
    数,因为其能够通过参数清扫提供干净的匹配机制。制造的差分放大器的核
    心芯片面积是0.274mm2。测量的数量(图4-6)通过制造的线焊差分放大器
    的所有DC板的晶圆上探测来执行。

    表1


    图4示出了使用微波网络分析器(Agilent N5247A)得到的制造的差分
    放大器的散射参数(S11、S22和S22)。如图4所示,制造的放大器显示大
    于20dB的小信号增益。实现的3-dB带宽范围从54到67GHz,完全并很
    好覆盖所需要的7GHz带宽(57-64GHz)。在该带宽内实现多于-10dB的输
    入和输出返回损失。随着偏置电压从0.75V到0.65V变化,小信号增益从20
    dB到13.7dB变化。

    图5示出了从制造的放大器在不同频率测量的增益压缩的大信号测量。
    如图5所示,最大实现的OP1dB在64GHz大约为5dBm,指示该设计的高
    线性。

    图6示出了测量的增益失衡和隔离结果。由于使用图1的阻抗匹配布置
    而消除了缺陷接地,得到好的平衡的输出,在所需的带宽内具有小于0.7dB
    的失衡。放大器的测量的最大反向和输出端口隔离分别好于-60dB和-40dB。

    虽然图1中示出的电路包括三个功率放大级,本领域技术人员可以容易
    理解本发明的放大器可以包括少于(例如两个)或多于三个功率放大级,且
    可以包括在任意两个功率放大级之间设置的另外的阻抗匹配布置。此外,虽
    然图1中的阻抗匹配布置在示意性CMOS差分放大器中实施,其具有共模
    抑制和偶数级失真消除,但是其他类型的放大器或毫米波MMIC电路也能够
    实施图1的阻抗匹配布置。本发明中的阻抗匹配布置和放大器特别适用于60
    GHz应用,但是它们通过合适的优化也适用于其他频率带。

    本发明中的阻抗匹配布置包括两个传输线,限定两个耦合段和未耦合
    段,用于实现两个功率放大级之间的功率传输。具体地,阻抗匹配布置是两
    端口匹配网络的形式,其两个对角端口被RF短路。

    本发明的阻抗匹配布置能够进行共轭匹配,因为阻抗匹配布置的多段耦
    合拓扑与常规耦合线相比具有另外的线段。阻抗复变换能够通过优化阻抗匹
    配布置的每个段的参数来实现。阻抗匹配布置还有利的在于其结构简单,且
    能够实现高阻抗变换和共轭匹配。有利地,阻抗匹配布置具有DC阻断功能,
    而不需要使用DC阻断电容。由于不需要任何另外的DC阻抗电容,电路布
    局能更小且简单,使其更适合用于下一代设备。由于没有使用变压器或电感
    组件,本发明中的阻抗匹配布置还不会引入自谐振和缺陷接地问题。

    本发明的实施方式中的阻抗匹配布置非常适于高性能毫米波电路设计。
    通过结合阻抗匹配布置,本发明的高性能放大器是高性能且最适于下一代无
    线通信设备。

    本领域技术人员将理解在不偏离广泛描述的本发明的实质和范围的情
    况下可以对如在特定实施方式中示出的本发明做出进一步的变化和/或修改。
    因此,该实施方式被认为在各方面是示意性的而非限制性的。

    本文中包含的对现有技术的任意引用不认为是承认该信息是公知常识,
    除非另有指明。

    关于本文
    本文标题:用于放大器的阻抗匹配布置及放大器.pdf
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