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    优游娱乐重庆时时彩: 差分放大器、用于反转其输出极性的方法、以及源极驱动器.pdf

    关 键 词:
    差分放大器 用于 反转 输出 极性 方法 以及 驱动器
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    摘要
    申请专利号:

    CN201110038184.7

    申请日:

    2011.02.12

    公开号:

    CN102163957A

    公开日:

    2011.08.24

    当前法律状态:

    撤回

    有效性:

    无权

    法律详情: 发明专利申请公布后的视为撤回IPC(主分类):H03F 3/45申请公布日:20110824|||公开
    IPC分类号: H03F3/45 主分类号: H03F3/45
    申请人: 瑞萨电子株式会社
    发明人: 河越弘和
    地址: 日本神奈川县
    优先权: 2010.02.12 JP 2010-028420
    专利代理机构: 中原信达知识产权代理有限责任公司 11219 代理人: 孙志湧;穆德骏
    PDF完整版下载: PDF下载
    法律状态
    申请(专利)号:

    CN201110038184.7

    授权公告号:

    |||

    法律状态公告日:

    2013.10.02|||2011.08.24

    法律状态类型:

    发明专利申请公布后的视为撤回|||公开

    摘要

    本发明涉及差分放大器、用于反转其输出极性的方法、以及源极驱动器。差分放大器包括:输出放大器电路、偏置电路、以及脉冲施加电路。输出放大器电路通过输入级电路交替地接收正灰阶电压和负灰阶电压,并且将基于灰阶电压生成的驱动电压提供到显示面板。偏置电路生成与作为用于灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号同步的偏置电压,并且将偏置电压提供到用于控制输入级电路的电流的恒流源。脉冲施加电路生成具有比偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压,并且将脉冲电压耦合到偏置电压。

    权利要求书

    1.一种差分放大器,包括:输出放大器电路,所述输出放大器电路被构造为通过输入级电路交替地接收正灰阶电压和负灰阶电压,并且将基于所述灰阶电压生成的驱动电压提供到显示面板;偏置电路,所述偏置电路被构造为生成一与作为用于所述灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号相同步的偏置电压,并且将所述偏置电压提供到用于控制所述输入级电路的电流的恒流源;以及脉冲施加电路,所述脉冲施加电路被构造为生成一具有比所述偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到所述偏置电压。2.根据权利要求1所述的差分放大器,其中,所述输入级电路包括:N沟道MOS晶体管,所述N沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第一恒流源,其中,所述脉冲施加电路生成具有上升时间长于下降时间的的波形的所述脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到要被施加给所述N沟道MOS晶体管的所述偏置电压。3.根据权利要求1所述的差分放大器,其中,所述输入级电路包括:P沟道MOS晶体管,所述P沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第二恒流源,其中,所述脉冲施加电路生成具有下降时间长于上升时间的的波形的所述脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到要被施加给所述P沟道MOS晶体管的所述偏置电压。4.根据权利要求1所述的差分放大器,其中,所述脉冲电压的脉冲宽度等于或者大于所述选通信号的脉冲宽度。5.根据权利要求1所述的差分放大器,其中,所述脉冲电压具有被电平偏移为用于所述差分放大器的正电源的电压电平的电压电平。6.根据权利要求1所述的差分放大器,其中,所述脉冲施加电路包括:脉冲生成电路,所述脉冲生成电路被构造为以生成与所述选通信号同步的所述脉冲电压,以及耦合电容,所述耦合电容被构造为将所述脉冲电压耦合到所述偏置电压。7.根据权利要求6所述的差分放大器,其中,所述耦合电容包括被施加所述脉冲电压的配线的寄生电容。8.一种源极驱动器,包括:差分放大器,其中,所述差分放大器包括:输出放大器电路,所述输出放大器电路被构造为通过输入级电路来交替地接收正灰阶电压和负灰阶电压,并且将基于所述灰阶电压生成的驱动电压提供到显示面板;偏置电路,所述偏置电路被构造为生成一与作为用于所述灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号相同步的偏置电压,并且将所述偏置电压提供到用于控制所述输入级电路的电流的恒流源;以及脉冲施加电路,所述脉冲施加电路被构造为用于生成一具有比所述偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到所述偏置电压。9.根据权利要求8所述的源极驱动器,其中,所述输入级电路包括:N沟道MOS晶体管,所述N沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第一恒流源,其中,所述脉冲施加电路生成具有上升时间长于下降时间的的波形的所述脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到要被施加给所述N沟道MOS晶体管的所述偏置电压。10.根据权利要求8所述的源极驱动器,其中,所述输入级电路包括:P沟道MOS晶体管,所述P沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第二恒流源,其中,所述脉冲施加电路生成具有下降时间长于上升时间的的波形的所述脉冲电压,并且将所述脉冲电压耦合到要被施加给所述P沟道MOS晶体管的所述偏置电压。11.根据权利要求8所述的源极驱动器,其中,所述脉冲电压的脉冲宽度等于或者大于所述选通信号的脉冲宽度。12.根据权利要求8所述的源极驱动器,其中,所述脉冲电压具有被电平偏移为用于所述差分放大器的正电源的电压电平的电压电平。13.根据权利要求8所述的源极驱动器,其中,所述脉冲施加电路包括:脉冲生成电路,所述脉冲生成电路被构造为以生成与所述选通信号同步的所述脉冲电压,以及耦合电容,所述耦合电容被构造为将所述脉冲电压耦合到所述偏置电压。14.根据权利要求13所述的源极驱动器,其中,所述耦合电容包括被施加所述脉冲电压的配线的寄生电容。15.一种用于反转差分放大器的输出极性的方法,包括:基于通过输入级电路交替地接收到的正灰阶电压和负灰阶电压来生成驱动电压;将所述驱动电压提供到显示面板;生成一与作为用于所述灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号相同步的偏置电压;将所述偏置电压提供到用于控制所述输入级电路的电流的恒流源;生成一具有比所述偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压;以及将所述脉冲电压耦合到所述偏置电压。16.根据权利要求15所述的用于反转差分放大器的输出极性的方法,其中,所述输入级电路包括:N沟道MOS晶体管,所述N沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第一恒流源,其中,所述的生成所述脉冲电压的步骤包括:生成具有上升时间长于下降时间的波形的所述脉冲电压,其中,所述的耦合的步骤包括:将所述脉冲电压耦合到要被施加到所述N沟道MOS晶体管的所述偏置电压。17.根据权利要求15所述的用于反转差分放大器的输出极性的方法,其中,所述输入级电路包括:P沟道MOS晶体管,所述P沟道MOS晶体管作为被包括在所述恒流源中的第二恒流源,其中,所述的生成所述脉冲电压的步骤包括:生成具有下降时间长于上升时间的波形的所述脉冲电压,其中,所述的耦合的步骤包括:将所述脉冲电压耦合到要被施加给所述P沟道MOS晶体管的所述偏置电压。18.根据权利要求15所述的用于反转差分放大器的输出极性的方法,其中,所述的生成所述脉冲电压的步骤包括:生成其中所述脉冲电压的脉冲宽度等于或者大于所述选通信号的脉冲宽度的所述脉冲电压。19.根据权利要求15所述的用于反转差分放大器的输出极性的方法,其中,所述的生成所述脉冲电压的步骤包括:生成所述脉冲电压,在该脉冲电压中,该脉冲电压具有被电平偏移为用于所述差分放大器的正电源的电压电平的电压电平。

    说明书

    差分放大器、用于反转其输出极性的方法、以及源极驱动器

    技术领域

    本发明涉及一种具有高的压摆率的差分放大器。

    背景技术

    近年来,液晶显示器日趋具有更大的屏幕和更高的清晰度。因此,例如,液晶显示器被提供有更多数量的差分放大器电路。要求被提供在液晶显示器中的源极驱动器具有在没有增加功率消耗的情况下更快地驱动更多负载的能力。

    日本专利申请No.JP-P?2005-175994A(专利文献1:对应于US专利申请No.US7199662(B2))公开一种输出电路,该输出电路减少运算放大器的消耗电流,并且减少运算放大器的输出波形失真。下面将会参考图1至图3描述根据专利文献1的输出电路。

    图1是示出根据专利文献1的被提供在一个放大器输出电路中的推挽输出运算放大器1的电路图。图1中的运算放大器1输出上升波形和下降波形。图1示出被提供在输出电路中的多个运算放大器中的一个。运算放大器1具有端子11和端子12。端子11将偏置电压VbiasA提供到被提供在运算放大器1中的N沟道MOS晶体管Q5。端子12将偏置电压VbiasB提供到被提供在运算放大器1中的P沟道MOS晶体管Q15。运算放大器1通过分别被提供到端子11和12的偏置电压VbiasA和VbiasB,在输出信号的上升和下降时提高压摆率。

    图2是示出专利文献1中的偏置电路2的电路图。偏置电路2将偏置电压VbiasA和VbiasB提供到运算放大器1。偏置电路2通过N偏置配线25将偏置电压VbiasA提供到运算放大器1的端子11。偏置电路2通过P偏置配线26将偏置电压VbiasB提供到运算放大器1的端子12。偏置电路2具有偏置电流源21、偏置电压获得电路22、预充电电路23、以及预充电电源24。

    偏置电流源21是没有高偏置和低偏置的切换的低偏置的偏置电流源。偏置电流源21包括P沟道MOS晶体管Q21。偏置电流源21被设置为满足如下的条件,即,导通状态电阻R1能够控制运算放大器使得运算放大器具有低偏置。

    偏置电压获得电路22具有N沟道MOS晶体管Q23、Q24以及Q27,和P沟道MOS晶体管Q25和Q26。MOS晶体管Q23被连接在偏置电流源21和低电压侧端子VSS之间。MOS晶体管Q24通过镜像连接而被连接到MOS晶体管Q23。MOS晶体管Q25被串联地连接到高电压侧端子VDD和低电压侧端子VSS之间的MOS晶体管Q24。MOS晶体管Q26通过镜像连接而被连接到MOS晶体管Q25。MOS晶体管Q27被串联地连接在高电压侧端子VDD和低电压侧端子VSS之间的MOS晶体管Q26。MOS晶体管Q26和Q27之间的串行连接点用作到N偏置配线25的输出。MOS晶体管Q24和Q25之间的串行连接点用作到P偏置配线26的输出。

    预充电电路23具有预充电电容器Cn和Cp、N沟道MOS晶体管Q28、以及P沟道MOS晶体管Q29。电容器Cn被连接在低电压侧端子VSS和MOS晶体管Q26和Q27之间的串行连接点之间。电容器Cp被连接在高电压侧端子VDD和MOS晶体管Q24和Q25之间的串行连接点之间。N沟道MOS晶体管Q28将来自于预充电电源24的预充电电压Vpn提供到电容器Cn。P沟道MOS晶体管Q29将来自于预充电电源24的预充电电压Vpp提供到电容器Cp。通过时序信号Tp来控制MOS晶体管Q28。由反相器INV通过时序信号Tp的反转信号来控制MOS晶体管Q29。

    预充电电源24输出预充电电压Vpn和Vpp。通过控制信号(未示出),将预充电电压Vpn和Vpp调节为所想要的电压。

    图3是示出专利文献1中的偏置电路2和运算放大器1的操作的时序图。在时序信号Tp的脉冲波形上升时的时间T1处,电容器Cn和Cp通过预充电电源24开始电荷充电。因此,偏置电路2输出高偏置电压。在当时序信号Tp的脉冲波形下降时的时间T2处,电容器Cn和Cp开始电荷放电。

    在时间T2,运算放大器1开始输出波形的上升和下降。这时,因为来自于偏置电路2的高偏置而导致运算放大器1的输出波形急剧地上升并且下降。来自于偏置电路2的偏置电压基于电容器Cn和Cp的放电路径的CR时间常数的曲线而从高偏置偏移到低偏置。因此,随着输出波形的上升和下降接近于给定电压,使得高压摆率变化到低压摆率,使其能够减少输出波形失真。

    在电容器Cn和Cp的放电路径的CR时间常数的曲线处,运算放大器1的输出波形的上升和下降时的偏置电压被削弱。为此,与在给定的时段向其提供相同电平的高偏置的输出电路相比较,减少了运算放大器1的消耗电流。因为来自于预充电电源24的预充电电压Vpn和Vpp是可变的,所以还能够精密地设置运算放大器1的输出波形的上升和下降时的偏置电流的控制。

    本发明人已经发现下述事实。即,存在如下可能性,在专利文献1中的偏置电路2中会引起运算放大器1的振荡。这是因为在专利文献1的偏置电路2中,因为在放大器输出的极性被反转之前偏置电压被增加一次,所以偏置电压为高的时段较长。另外,因为在其间偏置电压为高的时段较长,所以在其中时序信号Tp处于高电平的时段中的消耗电流变得更大。

    发明内容

    本发明寻求解决上述问题中的一个或者多个,或者至少部分地改善这些问题。

    在一个实施例中,差分放大器包括:输出放大器电路,该输出放大器电路被构造为通过输入级电路而交替地接收正灰阶电压和负灰阶电压,并且将基于灰阶电压生成的驱动电压提供到显示面板;偏置电路,该偏置电路被构造为生成与作为用于灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号同步的偏置电压,并且将偏置电压提供到控制输入级电路的电流的恒流源;以及脉冲施加电路,该脉冲施加电路被构造为生成具有比偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压,并且将脉冲电压耦合到偏置电压。

    在另一实施例中,源极驱动器包括:差分放大器,其中,差分放大器包括:输出放大器电路,该输出放大器电路被构造为通过输入级电路而交替地接收正灰阶电压和负灰阶电压,并且将基于灰阶电压生成的驱动电压提供到显示面板;偏置电路,该偏置电路被构造为生成与作为用于灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号同步的偏置电压,并且将偏置电压提供到控制输入级电路的电流的恒流源;以及脉冲施加电路,该脉冲施加电路被构造为生成具有比偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压,并且将脉冲电压耦合到偏置电压。

    在另一实施例中,一种用于反转差分放大器的输出极性的方法,包括:基于通过输入级电路交替地接收到的正灰阶电压和负灰阶电压来生成驱动电压;将驱动电压提供到显示面板;生成与作为用于灰阶电压的极性反转操作的触发器的选通信号同步的偏置电压;将偏置电压应用到用于控制输入级电路的电流的恒流源;生成具有比偏置电压的电压电平高的电压电平的脉冲电压;以及将脉冲电压耦合到偏置电压。

    根据本发明,能够实现一种差分放大器,该差分放大器能够在没有增加功率消耗的情况下实现高压摆率,同时防止差分放大器的振荡。

    附图说明

    结合附图,从某些优选实施例的以下描述中,本发明的以上和其它方面、优点和特征将更加明显,其中:

    图1是示出专利文献1中的被提供在一个放大器输出电路中的推挽输出运算放大器1的电路图;

    图2是示出专利文献1中的偏置电路2的电路图;

    图3是示出专利文献1中的偏置电路2和运算放大器1的操作的时序图;

    图4是示出根据应用了根据本发明的实施例的差分放大器的源极驱动器的构造的示意性电路图;

    图5是示出根据本发明的实施例的差分放大器的构造的电路图;以及

    图6是示出根据本发明的实施例的差分放大器的操作的时序图。

    具体实施方式

    现在在此将参考示例性实施例来描述本发明。本领域的技术人员将会理解能够使用本发明的教导完成许多可替选的实施例,并且本发明不限于为解释性目的而示出的实施例。

    下面将会参考附图描述根据本发明的实施例的差分放大器。

    [一般描述]

    根据本发明的实施例的差分放大器包括:输出放大器、偏置电路、以及脉冲施加电路。偏置电路将偏置电压提供到输出放大器。脉冲施加电路将脉冲电压耦合到用于提供偏置电压的偏置配线。差分放大器可以被应用于(被合并在)液晶显示驱动器IC。脉冲施加电路通过耦合电容器而将与作为差分放大器的输出反转操作信号的选通信号同步的脉冲电压施加到偏置配线。结果,被施加到输出放大器的偏置电压被暂时地增加。因为由于偏置电压的增加而导致能够增加被提供在输入差分级电路中的恒流源的电流提供容量,所以有可能提高输出放大器的压摆率。

    脉冲施加电路暂时地施加脉冲电压。为此,偏置电压为高的状态没有继续很长时间,并且输出放大器没有进入振荡。结果,输出放大器能够稳定地操作。另外,因为脉冲电压的施加是暂时的,所以能够防止消耗电流的增加。

    [源极驱动器的应用]

    通过反转驱动方法,根据本发明的实施例的差分放大器可应用于用于液晶显示器的源极驱动器(在下文中被称为源极驱动器)。图4示出应用了根据本发明的实施例的差分放大器的源极驱动器的构造。图4中所示的源极驱动器包括放大器部件40和开关部件41。尽管在图4中仅示出两个输出放大器,但是其数目对应于显示面板42的数据线的数目的输出放大器根据实际来进行提供。在这样的情况下,根据本发明的实施例的差分放大器被应用于源极驱动器作为放大器部件40中的输出放大器(40a,40b)。

    首先,放大器部件40包括输出放大器40a和40b。根据数据线提供输出放大器40a和40b。输出放大器40a和40b中的每一个构成电压跟随器。通过图像LSI(未示出),输出放大器40a和40b将基于显示信号生成的正灰阶电压和负灰阶电压交替地提供到正输入端子以生成驱动信号,并且将驱动信号输出到开关部件41。被提供在奇数编号的行中的输出放大器40a(奇数编号的放大器)和被提供在偶数编号的行中的输出放大器40b(偶数编号的放大器)提供极性彼此不同的灰阶电压。

    接下来,开关部件41包括输出开关41a和41b,和短路开关41c。提供开关41a和41b以对应于输出放大器40a和40b。短路开关41c将奇数编号的行中的数据线和偶数编号中的数据线短路。

    接下来,显示面板42包括显示面板负载42a和42b。显示面板负载42a对应于输出放大器40a。显示面板负载42b对应于输出放大器40b。通过输出端子SKOUT和SGOUT,从输出放大器40a和40b输出的驱动信号分别驱动显示面板负载42a和42b。

    在具有上述构造的源极驱动器中,当选通信号STB是处于高电平时,输出极性切换(反转)时段出现。当选通信号STB处于高电平时,输出开关41a和41b断开。当选通信号STB进入高电平时,短路开关41c引起短路。因此,在当选通信号STB处于高电平时的输出极性切换时段中,通过短路开关41c短路奇数编号的行和偶数编号的行中的数据线,同时放大器部件40和开关部件41被断开,并且相邻的数据线之间的电荷被平均。

    当选通信号STB是处于低电平时,放大器部件40和开关部件41被连接,并且灰阶电压施加时段出现。输出放大器40a和40b在各自的输入极性的切换之后将对应于灰阶电压的驱动信号施加到数据线。因为在切换时段中电荷被平均,所以各条数据线通过驱动信号能够高速地驱动显示面板42的各个负载。

    上述是应用根据本发明的实施例的差分放大器的源极驱动器的描述。注意,根据本发明的实施例的差分放大器能够被应用的源极驱动器不限于图4中所示的源极驱动器。使用反转驱动方法,根据本发明的实施例的差分放大器可以广泛地应用于源极驱动器。

    [构造]

    接下来,将会描述根据本发明的实施例的差分放大器的构造。图5是根据本发明的实施例的差分放大器的构造的电路图。图5是示出根据本发明的实施例的差分放大器的构造的电路图。根据实施例的差分放大器包括偏置电路51、脉冲施加电路52、以及输出放大器电路53。

    首先,偏置电路51通过偏置配线BL11和BL12,将基于选通信号STB(用于输出放大器电路53的输出极性切换(反转)操作的触发器)的偏置电压BP11和BN11提供到输出放大器电路53。

    接下来,在输出放大器电路53中,基于来自于图像LSI(未示出)的显示信号而生成的正灰阶电压和负灰阶电压被交替地提供到正输入端子INP11。输出放大器电路53通过数据线,将基于来自于放大器输出端子OUT11的灰阶电压生成的驱动信号提供到显示面板负载54。下面将会描述图5中所示的输出放大器电路53的构造。

    图5中所示的输出放大器电路53包括第一差分对电路DN1、第二差分对电路DP1、第一电流镜电路CM1、第二电流镜电路CM2、恒流源ICS11、ICS12、以及ICS13、浮置电流源ICS4、以及输出级电路OC1。在这里,第一差分对电路DN1和第二差分对电路DP1还被称为输入级电路。恒流源ICS11和ICS12可以被包括在输入级电路中。

    第一差分对电路DN1包括成对的两个N沟道MOS晶体管TN12和TN13。MOS晶体管TN12的栅极被连接到输出放大器电路53的输出被反馈回的负输入端子INN11。MOS晶体管TN13的栅极被连接到输出放大器的正输入端子INP11。MOS晶体管TN12和TN13的漏极被连接到电流镜电路CM1的输入和输出。

    MOS晶体管TN12和TN13的源极被共同地连接到构成恒流源ICS11的N沟道MOS晶体管TN11。MOS晶体管TN11的源极被连接到负电源VSS2。MOS晶体管TN11的栅极被连接到偏置配线BL12,并且被提供有来自于偏置电路BIAS51的偏置电压BN11。

    第二差分对电路DP1包括成对的两个P沟道MOS晶体管TP12和TP13。MOS晶体管TP12的栅极被连接到输出放大器电路53的输出被反馈回的负输入端子INN11。MOS晶体管TP13的栅极被连接到输出放大器的正输入端子。MOS晶体管TP12和TP13的漏极被连接到电流镜电路CM2的输入和输出。

    MOS晶体管TP12和TP13的源极被共同地连接到构成恒流源ICS?12的P沟道MOS晶体管TP11的漏极。MOS晶体管TP11的源极被连接到正电源VDD2。MOS晶体管TP11的栅极被连接到偏置配线BL11,并且被提供有来自于偏置电路BIAS51的偏置电压BP11。

    被提供在正电源VDD2和第一差分对电路DN1之间的第一电流镜电路CM1包括两个二极管连接的P沟道MOS晶体管TP14和TP15。被提供在负电源VSS2和第二差分对电路DP1之间的第二电流镜电路CM2包括两个二极管电流的N沟道MOS晶体管TN14和TN15。

    输出级电路OC1包括被串联地提供在正电源VDD2和负电源VSS2之间的P沟道MOS晶体管TP16和N沟道MOS晶体管TN16。MOS晶体管TP16和TN16的漏极被共同地连接,并且连接点用作输出放大器电路53的放大器输出端子OUT11。浮置电流源ICS?14被提供在MOS晶体管TP16和TN16的栅极之间。相位补偿电容器C11被提供在MOS晶体管TP16的栅极和放大器输出端子OUT11之间,并且相位补偿电容器C12被提供在MOS晶体管TN16的栅极和放大器输出端子OUT11之间。

    恒流源ICS13被提供在第一电流镜电路CM1和第二电流镜电路CM2之间。

    在具有上述构造的输出放大器电路53中,通过流过恒流源ICS11和ICS12的电流量和相位补偿电容器C11和C12的电容来确定驱动信号(输出)的极性切换时的压摆率。随着流过恒流源ICS11和ICS12的电流的数量被增加,用于相位补偿电容器C11和C12的充电时间变得更短。因此,通过增加用作恒流源ICS11和ICS12的栅极电压的偏置电压BN11和BP11,能够增加恒流源ICS11和ICS12的电流提供容量,并且增加输出放大器电路53的压摆率。注意,图5中所示的输出放大器电路53的构造仅是一个示例,并且输出放大器电路53的构造不限于本示例。假设通过恒流源ICS11和ICS12和相位补偿电容器C11和C12来确定输出放大器电路53的压摆率,则具有其它构造的输出放大器电路53也是可应用的。

    接下来,脉冲施加电路52将脉冲电压耦合到从偏置电路51施加的偏置电压BN11和BP11。脉冲施加电路52包括脉冲生成电路PG11和PG12以及耦合电容CP11和CP12。脉冲生成电路PG11被连接到耦合电容CP11,并且耦合电容CP11被连接到偏置配线BL11。脉冲生成电路PG12被连接到耦合电容CP12,并且耦合电容CP12被连接到偏置配线BL12。注意,耦合电容CP11和CP12能够被分割,并且被定位在芯片的空闲区域中。另外,耦合电容CP11可能是在连接脉冲生成电路PG11和偏置配线BL11的配线中引起的寄生电容。类似地,耦合电容CP12可能是在连接脉冲生成电路PG12和偏置配线BL12的配线中引起的寄生电容。

    脉冲生成电路PG11和PG12分别生成与选通信号STB同步的脉冲电压P11和P12。脉冲电压P11和P12通过耦合电容CP11和CP12分别被耦合到偏置电压BP11和BN11。优选的是,电平被偏移到正电源VDD2的电压电平的电压应被用于脉冲电压P11和P12,以加强耦合效应。而且优选的是,脉冲电压P11和P12的脉冲宽度应等于或者大于选通信号的脉冲宽度。

    可以生成与源极驱动器中的时钟同步的脉冲电压P11和P12的波形,作为与从外部输出的选通信号STB同步的信号。此外,通过被提供在源极驱动器外部或者内部的时序控制器,可以执行脉冲电压P11和P12的脉冲宽度的控制。上述是根据本发明的实施例的差分放大器的构造的描述。

    [操作]

    接下来,将会描述根据本发明的实施例的具有上述构造的差分放大器的操作。图6是根据本发明的实施例的差分放大器的时序图。图6示出选通信号STB的波形、来自于脉冲生成电路PG11和PG12的脉冲电压P11和P12的波形、来自于偏置电路51的与脉冲电压P11和P12耦合的偏置电压BP11和BN11的波形、以及偶数编号的行和奇数编号的行中的放大器53中的放大器输出端子OUT11的输出波形。

    利用选通信号到高电平的偏移作为触发器来开始从输出放大器电路53输出的驱动电压的极性反转操作。参考图6,选通信号STB在时间t1上升。在时间t1,偏置电路51通过偏置配线BL11和BL12将偏置电压BP11和BN11提供到输出放大器电路53。脉冲生成电路PG11生成脉冲电压P11。脉冲生成电路PG11通过耦合电容CP11将脉冲电压P11耦合到偏置电压BP11。脉冲生成电路PG12生成脉冲电压P12。脉冲生成电路PG12通过耦合电容CP12将脉冲电压P12耦合到偏置电压BN11。

    由于脉冲电压P11而导致偏置电压BP11被偏移到低电压侧。由于脉冲电压P12而导致偏置电压BN11为偏移到高电压侧。因此,能够仅仅暂时增加输出放大器电路53中的构成恒流源ICS11的MOS晶体管TN11和构成恒流源ICS?12的MOS晶体管TP11的栅极电压电平,以暂时增加恒流源ICS11和ICS12的电流提供容量。结果,能够增加从输出放大器电路53输出的驱动电压的压摆率,通过恒流源ICS11和ICS?12和相位补偿电容器C11和C12来确定压摆率。

    在其间每个栅极电平为高的持续时间与脉冲电压P11和P12的波形有关。脉冲生成电路PG11耗费脉冲电压P11的较长的下降时间,其比脉冲电压P11的上升时间更长。另一方面,脉冲生成电路PG12耗费脉冲电压P12的较长的上升时间,其比脉冲电压P12的下降时间更长。脉冲电压P11的下降时间和脉冲电压P12的上升时间是在其间偏置电压BP11和BN11的电压电平分别为高的持续时间。

    参考图6,脉冲电压P11的下降时间和脉冲电压P12的上升时间从时间t1到时间t2。在从时间t1到时间t2中,偏置电压BP11和BN11保持电压电平为高的状态。这就是说,在从时间t1到时间t2中,MOS晶体管TN11和TP11的栅极电压电平为高。相同的操作应用于时间t3至t8。上述是根据本发明的实施例的差分放大器的操作的描述。

    根据上述构造和操作,输出放大器电路53的MOS晶体管TN11和MOS晶体管TP11的每个栅极电压电平暂时增加,使其能够暂时增加恒流源ICS11和ICS12的电流提供容量。因此,能够增加从输出放大器电路53输出的驱动电压的压摆率,通过恒流源ICS11和ICS12和相位补偿电容器C11和C12来确定压摆率。

    因为使用脉冲电压P11和P12的耦合只是暂时的,所以输出放大器电路53没有振荡并且能够稳定地操作。另外,因为使用脉冲电压P11和P12的耦合只是暂时的,所以几乎不增加动态消耗电流。由于压摆率的增加的原因使得延迟时间减少,所以导致可以在输出灰阶电压时减少输出放大器电路53的消耗电流,从而减少芯片中的热产生。

    显然的是,本发明不限于上述实施例,而是在不脱离本发明的范围和精神的情况下可以进行修改和变化。

    尽管结合数个实施例在上面已经描述本发明,但是对本领域的技术人员来说显然的是,仅仅出于说明本发明的目的而提供了这些实施例,并且不应从限制的意义上,依赖其来解释所附的权利要求。

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    本文标题:差分放大器、用于反转其输出极性的方法、以及源极驱动器.pdf
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