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    运算 装置 具有 流量计
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    摘要
    申请专利号:

    CN201010545732.0

    申请日:

    2010.11.11

    公开号:

    CN102192769A

    公开日:

    2011.09.21

    当前法律状态:

    驳回

    有效性:

    无权

    法律详情: 发明专利申请公布后的驳回IPC(主分类):G01F 15/00申请公布日:20110921|||专利申请权的转移IPC(主分类):G01F 15/00变更事项:申请人变更前权利人:株式会社山武变更后权利人:阿自倍尔株式会社变更事项:地址变更前权利人:日本东京都变更后权利人:日本东京都登记生效日:20120530|||实质审查的生效IPC(主分类):G01F 15/00申请日:20101111|||公开
    IPC分类号: G01F15/00; G01F1/66; G01H17/00 主分类号: G01F15/00
    申请人: 株式会社山武
    发明人: 佐佐木宏
    地址: 日本东京都
    优先权: 2010.03.03 JP 2010-046682
    专利代理机构: 北京集佳知识产权代理有限公司 11227 代理人: 李伟;王轶
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    法律状态
    申请(专利)号:

    CN201010545732.0

    授权公告号:

    |||||||||

    法律状态公告日:

    2013.11.06|||2012.07.04|||2011.11.23|||2011.09.21

    法律状态类型:

    发明专利申请公布后的驳回|||专利申请权、专利权的转移|||实质审查的生效|||公开

    摘要

    本发明提供一种运算装置及具有运算装置的流量计,该运算装置在超声波流量计等中使用,且能够以高精度计算出传播时间差同时运算量少。本发明的运算装置具有:对2个输入信号分别进行傅立叶变换的第1和第2傅立叶变换部;导出第1傅立叶变换部的输出值的复数共轭的复数共轭导出部;输出把复数共轭与第2傅立叶变换部的输出值相乘后的值的乘法器;对相乘后的值进行希尔伯特变换的希尔伯特变换部;对相乘后的值和希尔伯特变换部的输出值分别进行逆傅立叶变换的第1和第2逆傅立叶变换部;根据第1和第2逆傅立叶变换部的输出值,导出2个输入信号之间的相位关系的相位关系导出部;和根据相位关系,导出2个输入信号之间的时间差的时间差导出部。

    权利要求书

    1.一种运算装置,其特征在于,具有:对第1输入信号进行傅立叶变换的第1傅立叶变换部;对第2输入信号进行傅立叶变换的第2傅立叶变换部;导出上述第1傅立叶变换部的输出值的复数共轭的复数共轭导出部;把上述复数共轭与上述第2傅立叶变换部的输出值相乘并输出相乘后的值的乘法器;对上述相乘后的值进行希尔伯特变换的希尔伯特变换部;对上述相乘后的值进行逆傅立叶变换的第1逆傅立叶变换部;对上述希尔伯特变换部的输出值进行逆傅立叶变换的第2逆傅立叶变换部;根据上述第1逆傅立叶变换部的输出值和上述第2逆傅立叶变换部的输出值,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的相位关系的相位关系导出部;和根据上述相位关系,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的时间差的时间差导出部。2.一种流量计,其特征在于,具备了权利要求1所述的运算装置。3.根据权利要求2所述的流量计,其特征在于,还具有构成为可以相互收发信号的第1信号收发机和第2信号收发机,上述第1信号收发机和上述第2信号收发机被相互分离地设在流通规定的介质的流路中,上述第1输入信号是从上述第2信号收发机发送、由上述第1信号收发机接收到的信号,上述第2输入信号是从上述第1信号收发机发送、由上述第2信号收发机接收到的信号,根据所导出的上述时间差来测定上述介质的流量。4.一种运算方法,包括:对第1输入信号进行傅立叶变换的第1傅立叶变换步骤;对第2输入信号进行傅立叶变换的第2傅立叶变换步骤;导出在上述第1傅立叶变换步骤中得出的值的复数共轭的复数共轭导出步骤;把上述复数共轭与在上述第2傅立叶变换步骤中得出的值相乘,并输出相乘后的值的乘法运算步骤;对上述相乘后的值进行希尔伯特变换的希尔伯特变换步骤;对上述相乘后的值进行逆傅立叶变换的第1逆傅立叶变换步骤;对在上述希尔伯特变换步骤中得出的值进行逆傅立叶变换的第2逆傅立叶变换步骤;根据在上述第1逆傅立叶变换步骤中得出的值和在上述第2逆傅立叶变换步骤中得出的值,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的相位关系的相位关系导出步骤;和根据上述相位关系,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的时间差的时间差导出步骤。

    说明书

    运算装置和具有运算装置的流量计

    技术领域

    本发明涉及作为流量计的结构的一部分等使用的运算装置,例如,涉及能够导出第1输入信号与相对第1输入信号延迟了的第2输入信号之间的时间差的运算装置。

    背景技术

    作为流量计的一种,有利用超声波在介质中进行传播时产生的传播时间差的超声波流量计。超声波流量计,例如图10所示那样,在流路中配置超声波收发机10和11,根据将超声波从上游发送在下游接收到的接收信号12的传播时间、与将超声波从下游发送在上游接收到的接收信号13的传播时间的传播时间差,测定在流路中流动的气体或液体等介质的流速。

    在该传播时间差的测定中,有时要求具有数ns或亚ns的分辨率。而一方面由于超声波流量计所使用的超声波具有数十kHz~1MHz程度的频率,所以,信号的一个周期为1μs以上,测定的传播时间容易受噪声等的影响。但是,超声波的振幅根据在流路中流动的介质的流速和流体的状态,所受的影响不同。因此,在通过对接收信号设定阈值来判断超声波的到达的情况下,在接收信号的振幅发生了变化时,所测定的到达时间也变化。即,如图11所示那样,相对具有通常振幅的接收信号S1在达到阈值th1的时间为T1,振幅变小了的接收信号S2到达阈值th1的时间会变为T2。

    因此,作为不受接收信号的振幅变化的影响的测定方法,有相关法。相关法是求出从上游侧的超声波收发机10发送并由下游侧的超声波收发机11接收到的接收信号12、与从下游侧的超声波收发机11发送由上游侧的超声波收发机10接收到的接收信号13之间的相关,根据该相关的峰值位置(最大位置)求出传播时间差。该相关由于是通过数字信号处理来求出,所以以与接收信号的采样周期相同的间隔被离散化。如上所述,由于在传播时间差的测定中有时要求具有数ns或亚ns的分辨率,但采样频率最高也只有数十MHz左右(采样周期为数十ns左右),所以为了以充分的精度测定传播时间差,需要对离散化后的信号进行插补。

    在超声波的发送信号是由固定了频率和振幅的多个周期的信号构成的脉冲串波的情况下,接收信号如图12所示,为具有周期性且振幅变化的波形。因此,上述2个接收信号的相关函数明显具有脉冲串波的频率成分。因此,该相关函数为接近三角函数的形状,其峰值位置可以使用2次函数近似地进行插补。但是,有时即使使用2次函数进行了插补,在使用插补求出的值与本来求出的值之间也产生了误差。例如,假设把采样周期设定为20ns,求出了图13所示的相关。此时,图14中放大表示作为相关的峰值位置的图13中的A附近的波形。在图14中,示出对用点表示的离散化后的相关函数、和用虚线表示的离散化后的相关函数利用2次函数进行插补的曲线。另外,图13和图14的设定15ns的时间差,作成2个接收信号,使用该接收信号计算了相关的图,从图14中可看出,在15ns附近有相关的峰值。图15在横轴上表示2个接收信号之间的时间差,表示根据插补后的相关特性导出的峰值位置与实际的时间差的误差,可以看出,会产生最大400ps(0.4ns)以上的误差。如上述那样,有时传播时间差要求具有数ns或亚ns的分辨率,如果产生400ps的误差,则对测定结果产生影响。另一方面,在使用高次函数进行插补的情况下,插补的计算式变得复杂,不具有实用性。

    因此,存在着一种使用希尔伯特变换求出相关的峰值位置的方法(专利文献1)。根据该方法,能够利用直线近似求出峰值位置,相比使用了2次函数的插补,可减小误差。

    [专利文献1]日本特开2002-243514号公报

    上述专利文献1所记载的以往技术中是如下结构:在求出了相关后,进行希尔伯特变换,然后,通过根据相位关系检测出相关的峰值位置,来导出时间差。具体而言,如图16所示,由A/D转换器200和210、相关运算单元220、希尔伯特变换部230、相位关系导出部240以及最大值检测单元250构成。但是,该结构存在着运算量大的问题。

    发明内容

    因此,本发明的目的之一是,提供一种能通过采用希尔伯特变换而以高精度测定传播时间差并减少运算量的运算装置。

    为了解决上述的问题,作为本发明的一个实施方式的运算装置,具有:对第1输入信号进行傅立叶变换的第1傅立叶变换部;对第2输入信号进行傅立叶变换的第2傅立叶变换部;导出上述第1傅立叶变换部的输出值的复数共轭的复数共轭导出部;把上述复数共轭与上述第2傅立叶变换部的输出值相乘,输出相乘后的值的乘法器;对上述相乘后的值进行希尔伯特变换的希尔伯特变换部;对上述相乘后的值进行逆傅立叶变换的第1逆傅立叶变换部;对上述希尔伯特变换部的输出值进行逆傅立叶变换的第2逆傅立叶变换部;根据上述第1逆傅立叶变换部的输出值和上述第2逆傅立叶变换部的输出值,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的相位关系的相位关系导出部;和根据上述相位关系,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的时间差的时间差导出部。

    根据上述结构的运算装置,由于对傅立叶变换后的值进行了希尔伯特变换,然后进一步进行逆傅立叶变换,所以能够以比较少的运算量求出第1输入信号与第2输入信号之间的时间差。并且,由于运算量少,所以可缩短运算装置的处理时间,而且能够以低成本构成运算装置。另外,第1输入信号与第2输入信号之间的时间差与流量计中的信号的传播时间差对应。

    另外,作为本发明的一个方式的运算方法,包括:对第1输入信号进行傅立叶变换的第1傅立叶变换步骤;对第2输入信号进行傅立叶变换的第2傅立叶变换步骤;导出在上述第1傅立叶变换步骤中得出的值的复数共轭的复数共轭导出步骤;把上述复数共轭与在上述第2傅立叶变换步骤中得出的值相乘,输出相乘后的值的乘法运算步骤;对上述相乘后的值进行希尔伯特变换的希尔伯特变换步骤;对上述相乘后的值进行逆傅立叶变换的第1逆傅立叶变换步骤;对在上述希尔伯特变换步骤中得出的值进行逆傅立叶变换的第2逆傅立叶变换步骤;根据在上述第1逆傅立叶变换步骤中得出的值和在上述第2逆傅立叶变换步骤中得出的值,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的相位关系的相位关系导出步骤;和根据上述相位关系,导出上述第1输入信号与上述第2输入信号之间的时间差的时间差导出步骤。

    另外,本发明包含具备了上述运算装置的流量计。更具体来说,该流量计还具有构成为可以相互收发信号的第1信号收发机和第2信号收发机,上述第1信号收发机和上述第2信号收发机被相互分离地设在流通规定的介质的流路中,上述第1输入信号是从上述第2信号收发机发送、由上述第1信号收发机接收到的信号,上述第2输入信号是从上述第1信号收发机发送、由上述第2信号收发机接收到的信号,根据所导出的上述时间差,可测定上述介质的流量。

    根据本发明的一个实施方式的运算装置,例如在上游侧和下游侧分别设有超声波收发机的超声波流量计中,能够以比较少的运算量求出上游侧的接收信号与下游侧的接收信号之间的传播时间差。

    附图说明

    图1是表示实施方式中的运算装置的结构例的图。

    图2是表示不进行希尔伯特变换的运算装置的结构例的图。

    图3是表示运算装置中的逆傅立叶变换部各自的输出值的曲线图。

    图4是表示相关的相位关系的曲线图。

    图5是表示相关的相位关系的曲线的放大图。

    图6是表示插补误差的曲线图。

    图7是表示傅立叶变换(FFT)的方法的示意图。

    图8是表示蝶形运算的方法的示意图。

    图9是将以往的方法与实施方式的方法中的运算量进行比较的曲线图。

    图10是表示超声波流量计的结构例的图。

    图11是表示超声波流量计的以往的动作的波形图。

    图12是接收信号的波形图。

    图13是表示第1接收信号与第2接收信号的相关的曲线图。

    图14是把第1接收信号与第2接收信号的相关的一部分放大的曲线图。

    图15是表示实际的相关与通过插补求出的相关的误差的曲线图。

    图16是表示以往的运算装置的结构例的图。

    图中:10、11-超声波收发机;12、13-接收信号;100、110-A/D转换器;120-相关运算部;121、122-傅立叶变换部;123-复数共轭导出部;124-乘法器;125-逆傅立叶变换部;130-希尔伯特变换部;140-逆傅立叶变换部;150-相位关系导出部;160-时间差导出部;170-抛物线近似运算部;200-变换器;220-相关运算单元;230-希尔伯特变换部;240-相位关系导出部;250-最大值检测单元。

    具体实施方式

    下面,结合以下的结构,参照附图,对本发明的一个实施方式进行具体说明。但以下说明的实施方式只不过是本发明的一例,不构成对本发明的技术范围的限定。另外,在各个附图中,在一些情况下,对相同的部件标记相同的符号,以省略其说明。

    1.定义

    2.运算装置的结构例

    3.使用了运算装置的相关峰值的运算

    4.本实施方式的运算装置与以往的运算装置的运算量的比较

    5.结论

    <1.定义>

    首先,对本说明书中的用语进行以下的定义。

    “○○部”:包括由电路等构成的部分,但不限于此,还包括可发挥该部分的功能的物理单元、和由软件实现的功能单元等。另外,既可以由2个以上的物理或功能单元实现1个部分所具有的功能,也可以由1个物理或功能单元实现2个以上的部分的功能。

    <2.运算装置的结构例>

    本发明的一个实施方式是作为超声波流量计等流量计的结构的一部分使用的运算装置,其特征之一是,构成为对被傅立叶变换后的值进行希尔伯特变换,然后进行逆傅立叶变换。首先,参照附图,对本发明的运算装置的结构例进行说明。

    图1是表示运算装置的一个结构例的图。如图1所示,运算装置具有A/D转换器100和110、相关运算部120、希尔伯特变换部130、逆傅立叶变换部140、相位关系导出部150和时间差导出部160。

    (A/D转换器100和110)

    A/D转换器100构成为输入第1模拟信号,通过对该模拟信号以规定的频率进行采样而生成并输出第1数字信号。这里,第1模拟信号是图10中所示的从被配置在上游侧的超声波收发机10发送、由被配置在下游侧的超声波收发机11接收到的接收信号12。接收信号12例如是在图12中表示的具有周期性且振幅变化的波形。

    A/D转换器110构成为输入第2模拟信号,通过对该模拟信号以规定的频率进行采样而生成并输出第2数字信号。该第2模拟信号是图10中所示的从被配置在下游侧的超声波收发机11发送、由被配置在上游侧的超声波收发机10接收到的接收信号13。由于接收信号13是从下游向上游发送的信号,所以受在流路中流动的介质的影响,成为比接收信号12延迟的信号。

    (相关运算部120)

    相关运算部120构成为根据A/D转换器100和110的输出,即第1数字信号和第2数字信号,能够导出这2个信号的相关。而且构成为能够将导出相关的过程的值输出。具体而言,相关运算部120具有傅立叶变换部121和122、复数共轭导出部123、乘法器124以及逆傅立叶变换部125。

    傅立叶变换部121构成为对A/D转换器100的输出,即第1数字信号进行傅立叶变换,输出傅立叶变换后的值。傅立叶变换部122对A/D转换器110的输出,即第2数字信号进行傅立叶变换,输出傅立叶变换后的值。另外,虽然本实施方式的傅立叶变换部121和122都进行高速傅立叶变换(FFT),但不限于此。

    复数共轭导出部123构成为根据傅立叶变换部121的输出值,可以导出该输出值的复数共轭。

    乘法器124构成为可以把作为复数共轭导出部的输出的复数共轭与傅立叶变换部122的输出值相乘,输出相乘后的值。

    逆傅立叶变换部125构成为对乘法器124的输出,即相乘后的值进行逆傅立叶变换,并输出逆傅立叶变换后的值。该逆傅立叶变换后的值表示第1数字信号与第2数字信号的相关。

    (希尔伯特变换部130)

    希尔伯特变换部130构成为对从作为相关运算部120的构成之一的乘法器124输出的相乘后的值,进行频率区域上的希尔伯特变换。

    (逆傅立叶变换部140)

    逆傅立叶变换部140构成为对希尔伯特变换部130的输出值进行逆傅立叶变换,并输出逆傅立叶变换后的值。

    (相位关系导出部150)

    相位关系导出部150构成为能够根据相关运算部120的输出值(逆傅立叶变换部125的输出值)和逆傅立叶变换部140的输出值,导出作为A/D转换器100的输出的第1数字信号与作为A/D转换器110的输出的第2数字信号的相位关系。该相位关系与作为A/D转换器100的输入的第1模拟信号与作为A/D转换器110的输入的第2模拟信号的相位关系对应。

    (时间差导出部160)

    时间差导出部160构成为能够根据在相位关系导出部150中导出并输出的相位关系,导出第1数字信号与第2数字信号之间的时间差(传播时间差)。该时间差与第1模拟信号与第2模拟信号的时间差(传播时间差)对应。

    本发明的运算装置也可以还具备构成为根据从时间差导出部160输出的时间差,导出在流路中流动的介质的流速和流量的流速、流量导出部(未图示)。

    (与不进行希尔伯特变换的运算装置的比较)

    图2是表示不进行希尔伯特变换的运算装置的结构的图。与图1相比较,图2的运算装置不具备希尔伯特变换部130、相位关系导出部150、和时间差导出部160,而具有把在相关运算部120中包含的逆傅立叶变换部125的输出值作为输入的抛物线近似运算部170。在图2的结构中,逆傅立叶变换部125的输出值为图13和图14所示的波形,在抛物线近似运算部170中,借助使用了2次函数的近似,求出第1数字信号与第2数字信号的时间差。

    另一方面,由于在本实施方式的运算装置中具有希尔伯特变换部130,所以,如以下具体说明的那样,能够不借助使用2次函数的近似,而借助直线近似导出时间差。

    <3.使用了运算装置的相关峰值的运算>

    这里,对使用了图1所示的运算装置的相关峰值的运算进行具体说明。

    被输入到运算装置的A/D转换器100的第1模拟信号是图12中所示的信号,被输入到运算装置的A/D转换器110的第2模拟信号是相对图12中所示的信号延迟了的信号。对这些第1模拟信号和第2模拟信号进行A/D转换后的信号分别是第1数字信号和第2数字信号。运算装置可以构成为把该第1数字信号和第2数字信号作为输入信号。

    在图3中将由相关运算部120根据这些第1数字信号和第2数字信号求出的相关表示为波形C。即,该相关是相关运算部120的逆傅立叶变换部125的输出值。另外,在图3中,将对在相关运算部120中根据这些输入信号求出相关时的、进行逆傅立叶变换前的值,即乘法器124的输出值,在希尔伯特变换部130中进行频率区域上的希尔伯特变换,进而在逆傅立叶变换部140中进行了逆傅立叶变换的结果,表示为波形D。即,根据经过希尔伯特变换并进行了逆傅立叶变换的结果(波形D),可看出,输出了相对未经过希尔伯特变换而就进行了逆傅立叶变换的结果(波形C),相位提前了90度的信号。另外,在图3中,被表示成各个值为连续值,但实际上是离散值。

    根据该逆傅立叶变换部125的输出值(与图3的波形C对应)和逆傅立叶变换部140的输出值(与图3的波形D对应),在相位关系导出部150中求出的相位关系,成为图4的曲线所表示的值。图5是对图4所示的相位关系中从-300ns(-0.3μs)到300ns(0.3μs)的部分放大表示的曲线图。在该曲线中,相位关系成为0的点处于相关的峰值位置。即,相位关系成为0的点处的时间差表示第1数字信号与第2数字信号的时间差。从图4和图5中可看出,相位关系在曲线上表示为直线。因此,时间差导出部160对从相位关系导出部150输出的相位关系通过直线近似进行插补,把相位关系成为0的点处的时间差作为第1数字信号与第2数字信号的时间差导出。图6表示在本实施方式的运算装置中使用插补导出的时间差相对实际的时间差的误差。如图6所示可知,即使误差最大也就140fs左右,在传播时间差是即使在数ns或亚ns的分辨率的情况下,也可以忽略的程度。之所以误差变得这样小,是因为对接近三角函数的波形,不是如图2所示的运算装置那样进行基于2次函数的近似,而是在本实施方式的运算装置中,把波形视为三角函数,使用希尔伯特变换来计算出相位,对该相位进行直线近似,所以即使是使用了离散化后的值的情况,也不容易产生误差。

    <4.本实施方式的运算装置与以往的运算装置的运算量的比较>

    下面,把图1所示的本实施方式的运算装置的运算量与图16所示的以往的运算装置的运算量进行比较。这里,只对在本实施方式的运算装置与图16所示的以往的运算装置中不同部分,即到相位关系导出部150之前的部分的运算量进行比较。一般而言,由于抗原认为运算量与相乘的次数成正比,所以根据相乘的次数的比较,进行运算量的比较。首先,求出本实施方式的运算装置的运算量。

    把作为输入信号的第1数字信号和第2数字信号各自的数据的数量设为N(=2n)。把数据个数设定为2的乘方,是为了在傅立叶变换部121和122中进行基于FFT的运算。FFT可以通过对应于数据的数量N的阶乘数n的运算进行计算。图7是作为一例,输入信号即数字信号的数据的数量N为8(=23)、通过第1至第3阶的计算来进行FFT时的示意图。图8是表示图7的示意图的要素,即所谓的蝶形运算的图,该蝶形运算的结果可通过以下的算式1至算式4求出。

    [算式1]

    AB=a+b(a-b)Wk]]>

    [算式2]

    Wk=c[k]-js[k]

    [算式3]

    c[k]=cos(2πkN)]]>

    [算式4]

    s[k]=sin(2πkN)]]>

    从算式1和算式2中可看出,算式1中的(a-b)和Wk分别是复数,在1次的蝶形运算中需要1次复数乘法运算。在1次的复数乘法运算中,如以下的算式5所示,需要4次实数的乘法运算。

    [算式5]

    xy=(xr+jxi)(yr+jyi)=xryr-xiyi+j(xryi+xiyr)

    如图7所示,由于蝶形运算在各个阶要进行N/2次,所以在每阶要进行(N/2×4=)2N次的乘法运算。因此,阶乘数为n的情况下,一次的FFT中所需的乘法运算为2Nn次。

    另一方面,在逆傅立叶变换部125和140中进行基于逆FFT的运算的情况下,只要上述的FFT中的旋转因子Wk成为-Wk,运算量即相同。即,在1次的逆FFT中所必要的乘法运算为2Nn次。

    在复数共轭导出部123中导出复数共轭时,如以下的算式6所示,由于只是单纯使虚部的符号为负,所以不包含乘法运算。因此,可以认为没有运算量。

    [算式6]

    (xr,xi)→(xr,-xi)

    在乘法器124中进行乘法运算的情况下,由于成为以下的算式7所示的乘法运算,所以乘法运算是4N次。

    [算式7]

    Σi=1Nxiyi=Σi=1N(xir+jxii)(yir+jyii)=Σi=1N(xiryir-xiiyii+j(xiryii+xiiyir))]]>

    希尔伯特变换部130中的希尔伯特变换,如以下的算式8和算式9所示那样,由于只转换虚部和实部并使符号为负,不包含乘法运算,所以认为没有运算量。另外,对正的频率使用算式8,对负的频率使用算式9。

    [算式8]

    (Xr,Xi)→(Xi,-Xr)

    [算式9]

    (Xr,Xi)(-Xi,Xr)]]>

    由此,本实施方式的运算装置中的乘法运算的次数变为(傅立叶变换部121和122的乘法运算次数)+(逆傅立叶变换部125和140的乘法运算次数)+(乘法器124的乘法运算次数)=2Nn×2+2Nn×2+4N=8Nn+4N。

    然后,求出使用了图16所示的以往的运算装置的情况下的运算量。首先,在相关运算单元220中求解相关时,通过以下的算式10来求出。

    [算式10]

    Xi=Σj=1Nxjyj+i]]>(i=0..N-1)

    因此,在求解相关时所必要的乘法运算次数为N2。

    然后在希尔伯特变换部230中进行希尔伯特变换时,例如可以使用31抽头的FIR滤波器。此时的计算可通过以下的算式11进行求解。其中,ki表示用于希尔伯特变换的FIR滤波器的系数。

    [算式11]

    Xi=Σj=-1515kjxj]]>(i=0..N-1)

    因此,在进行希尔伯特变换时所需要的乘法运算次数为31N。

    由此,使用图16所示的以往的运算装置时的乘法运算的次数为N2+31N。

    图9是把本实施方式的运算装置中的乘法运算次数(=8Nn+4N)(图9中的F)、与使用了图16所示的以往的运算装置时的乘法运算次数(N2+31N)(图9中的E)进行了比较的曲线图??煽闯?,与使用了图16所示的以往的结构的情况下的乘法运算次数相比,使用本实施方式的运算装置的情况下的乘法运算次数少。其意味着本实施方式的运算装置的运算量比以往结构的运算装置的运算量少。

    <5.结论>

    如上所述,在本发明的一个实施方式的运算装置中,在进行了傅立叶变换后进行希尔伯特变换,然后进行逆傅立叶变换。这是以前从未想到的新的想法,其相对图16所示的以往的运算装置是在时间区域进行了希尔伯特变换的情况,而变为本实施方式的运算装置是在频率区域进行了希尔伯特变换的情况。由此,如上述那样可大幅减少运算量。而且,通过减少运算量,可有助于运算装置的小型化、低成本化、以及低耗电化等。并且,还可以实现把该运算装置作为结构的一部分的流量计等中的电池的连续动作时间的长期化、和减少发热量。另外,在把运算装置的规模做成与以往同等规模的情况下,可进行更多的运算。由此,可缩短例如流量计的测定的时间间隔,还可检测急速的流量变化。

    另外,在上述的实施方式中,说明了主要由物理结构(硬件结构)构成运算装置的示例,但该运算装置中的各部中的处理也可以利用软件实现。另外,该运算装置的各个构成要素可以由1个装置构成,也可以由多个装置构成。例如,该运算装置可以用1个芯片的半导体构成,也可以用多个芯片的半导体构成。具体而言,在本实施方式的运算装置中,对于处理模拟信号的A/D转换器100和110,可以用不同于包括傅立叶变换部121和122的结构的其它要素构成。

    本发明的运算装置可应用于以超声波流量计为代表的流量计等中。另外,也可以应用在根据与流量计同样的多个输入信号,测定该输入信号的时间差的电子设备中。

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