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    变压器
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    摘要
    申请专利号:

    CN201010231518.8

    申请日:

    2010.07.08

    公开号:

    CN102314999A

    公开日:

    2012.01.11

    当前法律状态:

    授权

    有效性:

    有权

    法律详情: 授权|||实质审查的生效IPC(主分类):H01F 27/28申请日:20100708|||公开
    IPC分类号: H01F27/28; H01F27/34; H03H7/09 主分类号: H01F27/28
    申请人: 晨星软件研发(深圳)有限公司; 晨星半导体股份有限公司
    发明人: 陈旻珓
    地址: 518057 广东省深圳市高新区南区科技南十路深圳航天科技创新研究院C座4楼
    优先权:
    专利代理机构: 上海专利商标事务所有限公司 31100 代理人: 陈亮
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    法律状态
    申请(专利)号:

    CN201010231518.8

    授权公告号:

    102314999B||||||

    法律状态公告日:

    2013.12.04|||2012.03.07|||2012.01.11

    法律状态类型:

    授权|||实质审查的生效|||公开

    摘要

    本发明涉及一种变压器,包含:第一平面线圈,具有两输入端,该两输入端间具有一间距;以及第二平面线圈,具有两输出端;其中,该两输入端于该第二平面线圈相对位置对应两对应点,该两对应点于该第二平面线圈上的一线圈路径距离相等于该间距。

    权利要求书

    1: 一种变压器, 包含 : 第一平面线圈, 具有两输入端, 该两输入端间具有一间距 ; 以及 第二平面线圈, 具有两输出端 ; 其中, 该两输入端于该第二平面线圈相对位置对应两对应点, 该两对应点于该第二平 面线圈上的一线圈路径距离大致相等于该间距。
    2: 如权利要求 1 所述的变压器, 其特征在于, 该变压器应用于一芯片中。
    3: 如权利要求 2 所述的变压器, 其特征在于, 该第一平面线圈自该两输入端中的一输 入端开始沿第一方向进行绕线, 经过第一中间点, 再沿第二方向进行绕线至该两输入端中 的另一输入端, 而该第二平面线圈系自该两输出端中的一输出端开始沿该第二方向进行绕 线, 经过第二中间点, 再沿该第一方向进行绕线至该两输出端中的另一输出端。
    4: 如权利要求 2 所述的变压器, 其特征在于, 该第一平面线圈与该第二平面线圈位于 不同平面。
    5: 如权利要求 1 所述的变压器, 其特征在于, 还包含一滤波电路, 用以调整该变压器于 一预定频率的阻抗值, 以滤除该预定频率的信号。
    6: 如权利要求 5 所述的变压器, 其特征在于, 该滤波电路包含一滤波线圈及一电容。
    7: 如权利要求 1 所述的变压器, 其特征在于, 该第二平面线圈的该两输出端中的一输 出端接一固定电位。
    8: 一种变压器, 包含 : 第一线圈, 用以输入一输入信号 ; 第二线圈, 用以产生对应于该输入信号的一输出信号 ; 以及 一滤波电路, 用以调整该变压器于一预定频率的阻抗值, 以滤除该输出信号位于该预 定频率的部分, 该滤波电路包含一滤波线圈, 该滤波线圈所涵盖的范围至少部分重叠于该 第一线圈与该第二线圈两者其中之一。
    9: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该变压器应用于一芯片中。
    10: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该滤波电路还包含一电容。
    11: 如权利要求 10 所述的变压器, 其特征在于, 该滤波电路利用该滤波线圈及该电容 于该预定频率产生该低阻抗值, 以滤除该输出信号位于该预定频率的部分。
    12: 如权利要求 11 所述的变压器, 其特征在于, 该预定频率与该滤波线圈的电感值及 该电容之值的乘积成反比。
    13: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该第一线圈与该第二线圈位于不同平 面, 该滤波线圈与该第一线圈及该第二线圈两者其中之一位于同一平面。
    14: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该第一线圈、 该第二线圈及滤波线圈皆 位于不同平面。
    15: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该第一线圈及该第二线圈位于同一平 面, 该滤波线圈与该第一线圈及该第二线圈位于不同平面。
    16: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该第一线圈、 该第二线圈及该滤波线圈 位于同一平面。
    17: 如权利要求 8 所述的变压器, 其特征在于, 该第二线圈具有两端点, 该两端点中的 一端点耦接一固定电位。 2 102314999 A CN 102315004 说 明 变压器 书 1/6 页 技术领域 本发明关于一种变压器, 特别是有关于一种可输出能量相等的输出信号以及滤除 杂讯 (undesired signal) 的变压器。 [0001] 背景技术 图 1 为传统芯片型变压器的布局示意图。变压器 10 包含一初级线圈 120 及一次 级线圈 140。初级线圈 120 具有两个端点 P1 及 P2 ; 次级线圈 140 亦具有两个端点 S1 及 S2。 变压器 10 为一平面式变压器 (planar transformer), 亦即, 初级线圈 120 及次级线圈 140 呈平面状, 且初级线圈 120 及次级线圈 140 位于不同平面, 例如初级线圈 120 位于次级线圈 140 的正上方或正下方。变压器 10 可以应用于一平衡 - 不平衡转换器 (balun)。以下以次 级线圈 140 的端点 S1 接地为例进行说明。 [0003] 因次级线圈 140 的端点 S1 接地, 而端点 S2 未接地, 使得端点 S1 与端点 S2 具有不 同的阻抗值。而初级线圈 120 的两端点 P1 及 P2 分别对应于次级线圈 140 的两个对应点 P1’ 及 P2’ , 其中变压器 10 为一平面式变压器, 故对应点 P1’ 及 P2’ 分别位于端点 P1 及 P2 的正上方或正下方。如图 1 所示, 对应点 P1’ 至端点 S2 的距离较远, 而对应点 P2’ 至端点 S2 的距离较近。也就是说, 对应点 P1’ 及 P2’ 至端点 S2 的信号传输距离并不相等。由于端 点 S1 与端点 S2 具有不同的阻抗值, 且对应点 P1’ 及 P2’ 至端点 S2 的信号传输距离并不相 等, 导致初级线圈 120 的两端点 P1 及 P2 分别具有不同的输入阻抗。因此, 当两相等能量的 输入信号分别输入至初级线圈 120 的两端点 P1 及 P2 时, 会相对应地自次级线圈 140 的端 点 S2 输出不相等能量的两输出信号, 因而造成变压器 10 的输出信号能量不相等的问题。 [0004] 此外, 当变压器 10 应用于通信系统的传送器时, 因为传送器的电路并非理想, 因 此传送器中除了所要传输的信号之外, 还包含了非理想电路所造成的传输信号的二阶谐波 (second-order harmonic) 信号。 当传送器中传输信号的能量越大, 相对的传送器中二阶谐 波信号亦越大。而当二阶谐波信号太大, 将容易影响具有芯片型电感 (in-chip inductor) 的电路, 如压控振荡器 (voltage-controlled oscillator, VCO)。严重者甚至会改变压控 振荡器的输出频率, 然已知变压器并无滤除杂讯 (undesired signal) 的功能。 [0005] 因此, 十分殷切需要发展出一种可以输出能量相等的输出信号以及滤除杂讯 ( 例 如二阶谐波信号 ) 的变压器。 [0002] 发明内容 [0006] 本发明的目的之一在于解决变压器输出信号能量不相等以及杂讯干扰的问题。 [0007] 本发明提出一种变压器, 包含 : 第一平面线圈, 具有两输入端, 该两输入端间具有 一间距 ; 以及第二平面线圈, 具有两输出端 ; 其中, 该两输入端于该第二线圈相对位置对应 两对应点, 该两对应点于该第二平面线圈上的一线圈路径距离大致相等于该间距。 [0008] 本发明还提出一种变压器, 包含 : 第一线圈, 用以输入一输入信号 ; 第二线圈, 用 以产生对应于该输入信号的一输出信号 ; 以及一滤波电路, 用以调整该变压器于一预定频

    说明书


    率的阻抗值, 以滤除该输出信号位于该预定频率的部分, 该滤波电路包含一滤波线圈, 该滤 波线圈所涵盖的范围至少部分重叠于该第一线圈与该第二线圈两者其中之一。

         传统的变压器无法输出能量相等的输出信号, 而且只是用来作为能量转换, 并没 有用来滤除杂讯。 因此, 本发明提出一种可以输出能量相等的输出信号, 亦可以滤除杂讯的 变压器。
         为了能更进一步了解本发明特征及技术内容, 请参阅以下有关本发明的详细说明 与附图, 然而附图仅提供参考与说明, 并非用来对本发明加以限制。 附图说明
         本发明将藉由下列附图及说明, 得更深入的了解 : 图 1 为传统芯片型变压器的布局示意图。 图 2 为根据本发明的第一实施例所绘示的变压器的布局示意图。 图 3 为根据本发明的第二实施例所绘示的变压器的布局示意图。 图 4 为已知变压器的频率转换特性示意图。 图 5 为本发明第二实施例所绘示的变压器的频率转换特性示意图。 图 6 为根据本发明的第三实施例所绘示的变压器的布局示意图。 图 7 为应用本发明的变压器的传送器的功能方块图。 主要元件符号说明 10 变压器 120 初级线圈 140 次级线圈 20、 30、 60 变压器 220、 320、 620 初级线圈 240、 340、 640 次级线圈 350、 650 滤波电路 360、 660 滤波线圈 380、 680 电容 70 传送器 710 压控振荡器 730 除频电路 740 混频器 770 功率放大器 790 天线具体实施方式
         图 2 为根据本发明的第一实施例所绘示的变压器的布局示意图。变压器 20 包含 一初级线圈 220 及一次级线圈 240。初级线圈 220 具有两个端点 P3 及 P4, 两者间具有一间 距d; 次级线圈 240 亦具有两个端点 S3 及 S4。变压器 20 可以应用于一平衡 - 不平衡转换 器 (balun)。当变压器 20 应用于平衡 - 不平衡转换器时, 可将次级线圈 240 的端点 S3 耦接一固定电位, 例如接地。以下以次级线圈 240 的端点 S3 接地为例进行说明。
         本发明适当地设计初级线圈 220 及次级线圈 240 相对应的绕线方式, 以达到使初 级线圈 220 的两端点 P3 及 P4 具有相等的输入阻抗的目的。如图 2 所示, 初级线圈 220 的 两端点 P3 及 P4 分别对应于次级线圈 240 相对位置的两个对应点 P3’ 及 P4’ 。对应点 P3’ 及 P4’ 两者在次级线圈 240 上相当接近, 两者的线圈路径距离约略相等于端点 P3 及 P4 的 间距 d, 而此间距 d 相对于对应点 P3’ 至端点 S4 的线圈路径距离与对应点 P4’ 至端点 S4 的 线圈路径距离而言是非常小, 故对应点 P3’ 至端点 S4 的线圈路径距离与对应点 P4’ 至端点 S4 的线圈路径距离可视为大致相等。也就是说, 对应点 P3’ 及 P4’ 至端点 S4 的信号传输距 离大致相等。因此, 尽管端点 S3 与端点 S4 具有不同的阻抗值, 因为对应点 P3’ 及 P4’ 至端 点 S4 的信号传输距离大致相等, 使得对应点 P3’ 及 P4’ 具有大致相等的阻抗值, 进而使初 级线圈 220 的两端点 P3 及 P4 也具有相等的输入阻抗。所以, 当两相等能量的输入信号分 别自端点 P3 及 P4 输入至初级线圈 220 时, 因端点 P3 及 P4 具有相等的输入阻抗, 故该两输 入信号分别经由端点 P3 及 P4 耦合进初级线圈 220 的能量系相等。两输入信号经过初级线 圈 220 与次级线圈 240 的电磁耦合作用后, 会相对应地自次级线圈 240 的端点 S4 输出相等 能量的两输出信号。由前述说明可知, 变压器 20 能输出能量相等的输出信号, 解决了已知 变压器输出信号能量不相等的问题。
         为了使初级线圈 220 的两端点 P3 及 P4 具有相等的输入阻抗, 在此实施例中, 初级 线圈 220 由端点 P3 开始由外往内进行绕线, 经过一中间点 C3 之后, 再由内往外进行绕线至 端点 P4。相对于初级线圈 220 的绕线方式, 次级线圈 240 由端点 S3 开始由内往外进行绕 线, 经过一中间点 C4 之后, 再由外往内进行绕线至端点 S4。藉由前述的绕线方式, 可使对 应点 P3’ 相当接近对应点 P4’ , 两者的线圈路径距离约略相等于端点 P3 及 P4 的间距 d, 而 此间距 d 相对于对应点 P3’ 至端点 S4 的线圈路径距离与对应点 P4’ 至端点 S4 的线圈路径 距离而言非常小, 故对应点 P3’ 及 P4’ 至端点 S4 的线圈路径距离可视为大致相等。因此, 即便端点 S3 与端点 S4 具有不同的阻抗值, 端点 P3 及 P4 亦可具有相等的输入阻抗。在另 一实施例中, 若将前述初级线圈 220 及次级线圈 240 的绕线方式对调, 同样可达到相同的目 的。需注意的是, 前述实施例的绕线方式非用以限定本发明, 凡可使初级线圈 220 的两端点 P3 及 P4 于次级线圈 240 所对应的两个对应点 P3’ 及 P4’ 至次级线圈 240 的一输出端点的 线圈路径距离大致相等者, 或使得对应点 P3’ 至对应点 P4’ 的线圈路径距离大致相等于端 点 P3 及 P4 的间距 d 者, 皆属于本发明的范畴内。图 2 所绘示的变压器 20 为一平面式变压 器 (planar transformer), 亦即, 初级线圈 220 及次级线圈 240 呈平面状, 且初级线圈 220 及次级线圈 240 位于不同平面, 平面式变压器适合使用于一芯片中。
         图 3 为根据本发明的第二实施例所绘示的变压器的布局示意图。变压器 30 包含 一初级线圈 320、 一次级线圈 340 及一滤波电路 350。滤波电路 350 包含一滤波线圈 360 及 一电容 380。初级线圈 320 具有两个端点 P5 及 P6 ; 次级线圈 340 亦具有两个端点 S5 及 S6。 滤波线圈 360 具有两个端点 S7 及 S8, 用以串联电容 380。
         在本实施例中, 变压器 30 利用滤波电路 350 调整变压器 30 于一预定频率上的阻 抗值, 藉由滤波线圈 360 在预定频率上产生的阻抗变化, 降低变压器 30 对具有该预定频率 的信号的耦合效率, 藉以滤除该预定频率上的信号。因此, 变压器 30 的频率转换特性, 除了 有带通 (bandpass) 的特性之外, 同时亦具有滤除预定频率的杂讯 (undesired signal) 的能力。 图 4 为已知变压器的频率转换特性示意图, 其代表一信号经过变压器之后, 其能 量与频率之间的关系, 其中, 频率 f0 是初级线圈 320 及次级线圈 340 和其周围所有的电容 的共振频率 (resonant frequency), 初级线圈 320 及次级线圈 340 在频率 f0 具有较佳的转 换特性。图 5 为变压器 30 的频率转换特性示意图。其中, 频率 f0’ 是变压器 30 和其周围 所有的电容的共振频率 ; 而频率 f1 则为滤波线圈 360 和电容 380 串联的共振频率。由图 5 可看出变压器 30 在频率 f1 的阻抗很小, 因此频率为 f1 的信号经过变压器 30 之后可视同 被滤除了。需注意的是, 频率 f1 可以藉由调整滤波电路 350 的电容值及电感值来改变。也 就是说, 藉由调整滤波电路 350 的电容值及电感值, 可改变滤波电路 350 所要滤除频率为 f1 的信号。需注意的是, 频率 f1 的值非用以限定本发明。
         由前述说明可知, 本发明的变压器 30 可藉由适当地调整滤波线圈 360 的电感值以 及电容 380 的电容值, 改变变压器 30 在一预定频率上的阻抗值, 例如频率 f1, 使得具有频 率 f1 的杂讯经过该变压器 30 后被滤除。也就是说, 本发明提出利用适当地调整滤波线圈 360 的电感值以及电容 380 的电容值, 以改变变压器 30 在杂讯的频率上的阻抗值, 例如在 杂讯的频率上产生一低阻抗区域, 因而改变变压器 30 的频率转换特性, 达到滤除杂讯的功
         能。而滤波电路 350 所要滤除之频率 f1 可表示为其中, Leff 为滤波线圈 360 的等效电感值, C 为电容 380 的电容值, 也就是说, 频率 f1 可与电感值及电容值的乘 积成反比。
         在另一较佳实施例中, 本实施例亦可与第一实施例相结合, 应用其绕线方式, 以达 到使初级线圈 320 的两端点 P5 及 P6 具有相等的输入阻抗的目的。举例而言, 当次级线圈 340 的一端点耦接于一固定电位时, 例如 : 端点 S5 接地, 初级线圈 320 由端点 P5 开始由内往 外进行绕线, 经过一中间点 C5 之后, 再由外往内进行绕线至端点 P6。而次级线圈 340 由端 点 S5 开始由外往内进行绕线, 经过一中间点 C6 之后, 再由内往外进行绕线至端点 S6。 需注 意的是, 前述实施例的绕线方式非用以限定本发明, 凡可使初级线圈 320 的两端点 P5 及 P6 于次级线圈 340 所对应的两个对应点至次级线圈 340 的一输出端点的线圈路径距离大致相 等者, 皆属于本发明的范畴内。
         在本实施例中, 初级线圈 320 及次级线圈 340 呈平面状, 且位于不同平面, 而滤波 线圈 360 可以与初级线圈 320 及次级线圈 340 两者其中的一位于同一平面, 亦可以位于不 同于初级线圈 320 及次级线圈 340 的平面上, 且滤波线圈 360 在平面上所涵盖的范围重叠 于初级线圈 320 或次级线圈 340 在平面上所涵盖的范围。由于变压器 30 为平面状, 因此, 变压器 30 可以应用于一芯片中。 图 3 所绘示的变压器 30 为平面型变压器, 亦即, 初级线圈 320 与次级线圈 340 呈 平面状, 且初级线圈 320 与次级线圈 340 位于不同平面。然而, 本发明亦可应用于交错型变 压器, 如图 6 所示。图 6 为根据本发明的第三实施例所绘示的变压器的布局示意图。变压 器 60 包含一初级线圈 620、 一次级线圈 640 及一滤波电路 650。滤波电路 650 包含一滤波 线圈 660 及一电容 680。变压器 60 的初级线圈 620 与次级线圈 640 交错绕线而形成于同平 面上。在此实施例中, 滤波线圈 660 可以与初级线圈 620 及次级线圈 640 位于同一平面, 亦 可以与初级线圈 620 及次级线圈 640 位于不同平面, 且滤波线圈 660 在平面上所涵盖的范
         围重叠于初级线圈 620 或次级线圈 640 在平面上所涵盖的范围。
         将变压器应用于通信系统的传送器 (transmitter) 时, 若使用传统变压器, 其输 入和输出的能量转换关系具有带通的特性。 然而, 因为传送器的电路并非理想, 因此传送器 中除了所要传输的信号之外, 还包含了非理想电路所造成的杂讯, 例如所要传输的信号的 二阶谐波信号。因此, 若杂讯的频率落在带通的频宽内, 仍然会被转换到输出端, 造成传送 器必须额外去处理此杂讯信号。
         因此, 在一较佳实施例中, 本发明所提出的变压器 20、 30 及 60 均可应用在通信 系统的传收器中。图 7 为应用本发明的变压器的传送器的功能方块图。传送器 70 包含 一压控振荡器 (voltage-controlled oscillator, VCO)710、 一除频电路 730、 一混频器 (mixer)740、 一功率放大器 (power amplifier, PA)770 及一天线 790。
         压控振荡器 710 的电压经过适当地控制, 以产生所要的频率信号, 压控振荡器 710 产生的频率例如为 2f。接着, 频率信号经过除频电路 730 除频以产生本地振荡 (local oscillation, LO) 信号, 本地振荡信号的频率例如为 f。输入信号 IN 及除频电路 730 所产 生的本地振荡信号经由混频器 740 的混频作用后产生合成信号。之后, 合成信号经由功率 放大器 770 放大能量后, 经由天线 790 输出。 在一较佳实施例中, 变压器 20 可以应用于传送器 70 的混频器 740, 用以简化混频 器 740 内的阻抗匹配电路。由于变压器 20 可以输出能量大致相等的输出信号, 因此, 将变 压器 20 应用于混频器 740 时, 不需要额外阻抗匹配电路来达到输出信号能量相等的要求, 因而可以降低电路设计的困难度与复杂度, 也由于不需要额外的阻抗匹配电路, 因此亦可 以降低成本与减少电路面积。
         举 例 而 言, 压 控 振 荡 器 710、 除 频 电 路 730 及 混 频 器 740 可 位 于 一 芯 片 中 (on-chip), 而功率放大器 770 及天线 790 可位于芯片外 (off-chip)。当压控振荡器 710、 除频电路 730 及混频器 740 位于一芯片中, 而功率放大器 770 及天线 790 位于芯片外时, 由 于变压器 20 可以输出能量大致相等的输出信号, 因此, 将变压器 20 应用于混频器 740 时, 可以使用价格较便宜或规格较差的功率放大器 770, 例如单进单出的功率放大器。 因而可以 降低传送器 70 的成本。
         在另一较佳实施例中, 变压器 30 及 60 亦可以应用于传送器 70 的混频器 740, 以降 低传送器 70 的二阶谐波信号干扰。因为传送器 70 的电路并非理想, 因此传送器 70 中除了 所要传输的信号之外, 还包含了非理想电路所造成的传输信号的二阶谐波信号。当传送器 70 中的传输信号的能量越大, 相对的传送器 70 中二阶谐波信号亦越大。 而二阶谐波信号太 大容易影响电路中具有芯片型电感 (in-chip inductor) 的电路, 如压控振荡器 710, 严重 者甚至会改变压控振荡器 710 的输出频率。然已知变压器并无滤除杂讯的功能。利用本发 明的变压器 30 或变压器 60, 将欲抑制的频率 f1 设定在传输信号的二阶谐波信号, 亦即, 使 传输信号的频率为 f0’ , 而使 f1 = 2f0’ , 则可以降低二阶谐波信号的信号能量, 进而避免传 送器 70 受到二阶谐波信号的干扰。
         综上所述, 传统的变压器无法输出能量相等的输出信号, 而且只是用来作为能量 转换, 并没有用来滤除杂讯。因此, 本发明提出一个可以输出能量相等的输出信号, 亦可以 滤除杂讯的变压器。
         虽然本发明已以较佳实施例揭示如上, 然其并非用以限定本发明。任何熟悉本技
         术领域者, 在不脱离本发明的精神和范围内, 当可作各种更动与润饰, 本发明的?;し段У?由权利要求书界定。

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