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    具有 两个 放大 运算 放大器
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    摘要
    申请专利号:

    CN200980156056.3

    申请日:

    2009.11.24

    公开号:

    CN102301588A

    公开日:

    2011.12.28

    当前法律状态:

    授权

    有效性:

    有权

    法律详情: 授权|||实质审查的生效IPC(主分类):H03F 1/08申请日:20091124|||公开
    IPC分类号: H03F1/08; H03F3/45 主分类号: H03F1/08
    申请人: 意法爱立信有限公司
    发明人: 杰尔马诺·尼科利尼; 安德烈·巴比耶里; 瑟吉欧·佩尔尼西
    地址: 瑞士日内瓦
    优先权: 2008.12.05 IT MI2008A002160
    专利代理机构: 北京同达信恒知识产权代理有限公司 11291 代理人: 黄志华
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    法律状态
    申请(专利)号:

    CN200980156056.3

    授权公告号:

    102301588B||||||

    法律状态公告日:

    2014.07.16|||2012.02.15|||2011.12.28

    法律状态类型:

    授权|||实质审查的生效|||公开

    摘要

    本发明涉及一种运算放大器(100),其包括:第一放大级(101),其具有用以接收待放大的信号的输入端子(INM,INP)和第一输出端子(T1,T2);第二放大级(102),其具有连接到所述第一输出端子的第一输入端子(Q1,Q2)和提供放大的信号的输出端子(OUT1,OUT2)。此第一和第二放大级在所述输入端子(INM,INP)和所述输出端子(OUT1,OUT2)之间限定包括第一极点(ωp1)和第二极点(ωp2)的信号传递函数。所述放大器的特征在于,其包括去耦级(103),所述去耦级具有连接到所述第一级输入端子(INM,INP)的另一输入端子和连接到所述第二级输出端子(OUT1,OUT2)的另一输出端子。此去耦级(103)布置成将至少一个零点(ωz)加入到所述运算放大器的传递函数中。

    权利要求书

    1.一种运算放大器(100),所述运算放大器包括:
    第一放大级(101),所述第一放大级(101)具有用以接收待放大的信号的
    输入端子(INM,INP)和第一输出端子(T1,T2);
    第二放大级(102),所述第二放大级(102)具有连接到所述第一输出端子
    的第一输入端子(Q1,Q2)和提供放大的信号的输出端子(OUT1,OUT2),
    所述第一放大级和所述第二放大级在所述输入端子(INM,INP)和所述输出
    端子(OUT1,OUT2)之间限定信号传递函数,所述信号传递函数包括第一极
    点(ωp1)和第二极点(ωp2),
    其特征在于,所述运算放大器(100)包括去耦级(103),所述去耦级(103)
    具有连接到所述第一级输入端子(INM,INP)的另一输入端子和连接到所述
    第二级输出端子(OUT1,OUT2)的另一输出端子,所述去耦级(103)布置
    成将至少一个零点(ωz)加入到所述运算放大器的传递函数中。
    2.如权利要求1所述的运算放大器(100),其中所述去耦级(103)包括
    连接在接地端子(GND)和偏压端子(VDD)之间的电子跟随器装置(M5,
    M6),并且所述电子跟随器装置(M5、M6)设置有连接到所述第一级(101)
    的所述输入端子(INM,INP)的另一输入端子。
    3.如权利要求2所述的运算放大器(100),其中所述电子跟随器装置(M5,
    M6)包括配置成源极跟随器的PMOS晶体管(M5),所述PMOS晶体管(M5)
    通过偏压晶体管(M6)连接到所述偏压端子(VDD),所述偏压晶体管由栅极参
    考电位(VB2)驱动。
    4.如权利要求3所述的运算放大器(100),其中所述电子跟随器装置(M5,
    M6)设置有连接到另一电子晶体管(M3)的栅极端子的各个输出(U1,U2),
    所述另一晶体管具有连接在所述放大器的所述偏压端子(VDD)和所述输出端
    子(OUT1,OUT2)之间的源极端子和漏极端子。
    5.如权利要求4所述的运算放大器(100),其中所述另一电子晶体管(M3)
    是用于所述第二放大级(102)的晶体管(M2)的A级负载晶体管。
    6.如权利要求1所述的运算放大器(100),其中所述第一放大级(101)
    的所述输入端子(INM,INP)包括两个差分输入端子,所述第一输出端子(T1,
    T2)包括两个差分输出端子,且所述第二放大级(102)的所述输出端子(OUT1,
    OUT2)包括两个差分输出端子。
    7.如权利要求4和6所述的运算放大器(100),其中所述放大器还连接到
    偏压级(104),所述偏压级(104)包括为二极管结构形式的第一PMOS晶体
    管(MD1)和第二PMOS晶体管(MD2),所述第一PMOS晶体管(MD1)和
    第二PMOS晶体管(MD2)相互串联且连接到偏置电流产生器(IDD),所述偏
    压级(104)配置成确保所述参考电位(VB2)供给所述另一电子晶体管(M3)
    的所述栅极端子,以建立所述放大器的输出电流(IOUT)。
    8.如权利要求1所述的运算放大器(100),其中所述信号传递函数为:
    V OUT V IN = - gm 1 gm 2 + gm 1 s C C - gm 3 s ( C C + C 1 ) s ( C C + C 1 ) [ s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ] = H ( s ) ]]>
    由此,所述零点(ωz)的波动由以下方程式给出:
    ω z = gm 1 gm 2 gm 1 C C - gm 3 ( C C + C 1 ) = gm 2 C C - gm 3 gm 1 ( C C + C 1 ) ]]>
    及所述放大器的所述第二极点(ωp2)的波动由以下方程式给出:
    ω p 2 = - gm 2 C 1 + C L + C 1 C L C C ]]>
    9.如权利要求8所述的运算放大器(100),其中使上述零点(ωz)的所
    述波动等于所述第二极点(ωp2)的波动,以消除所述第二极点的影响。
    10.如以上权利要求中任一项所述的运算放大器(100),其中所述放大器
    具有跨导以驱动电容负载(CL),且所述放大器能够用于实现用于无线通信的
    时间采样模拟网络。

    说明书

    具有两个放大级的运算跨导放大器

    技术领域

    本发明的目的是一种放大电子装置。更具体地,本发明涉及一种包括两个
    放大级的跨导型运算放大器。

    背景技术

    为了实现降低通信设备和通信系统中的功耗(例如,用于无线应用),趋势
    是降低应用在这样的系统中的电子电路的供电电压。由于日益改善的工艺流程
    的发展,现在模拟电路系统也可能在约1.2V的供电电压下运行。

    具体而言,对于与以数十/数百MHz的频率运行的时间采样模拟网络有关的
    应用,电路的该供电电压使得实施和运用特定的运算放大器,所述运算放大器
    能够保证适用于上述应用的恰当性能,尤其是根据这样的放大器的频率响应和
    输出信号的动态分析来保证上述应用的恰当性能。此时,这样的放大器必须保
    证低电流消耗。

    当前应用在时间采样模拟网络电路中的已知类型的运算跨导放大器(OTA)
    是密勒放大器,该电路的供电电压例如为1.2V。

    此放大器包括两个放大级,因此此放大器为大多数应用保证了恰当的电压
    增益。

    然而,所述密勒放大器具有缺点。

    实际上,如已知的,此运算放大器的频率响应由同一放大器的高阻抗节点
    上存在的两个极点确定。具体而言,每一极点与和所述放大级中的每一放大级
    有关的高阻抗节点有关。为了保证此密勒放大器的稳定性,已知,提供连接在
    上述高阻抗节点之间的补偿电容。加入此电容能够获得本领域的技术人员已知
    的极点分离效应,即,此电容导致运算放大器的极点之一或基本极点的特征频
    率下降且导致第二极点特征频率增大。

    更详细地,本领域的技术人员已知,根据补偿,开环运算放大器的频率响
    应以过渡频率FT为特征,FT等于

    F T = gm 1 2 π C C 1 ]]>

    其中CC1是放大器的补偿电容,及gm1是第一放大级的晶体管的跨导。第二极点
    的频率F2约为

    F 2 gm 2 2 π C L 3 4 ]]>

    其中CL是放大器的负载电容,及gm2是第二放大级的晶体管的跨导。

    已知,为了保证密勒放大器的稳定性,以下条件需为真:

    F T 3 F 2 gm 2 gm 1 4 C L C C 1 - - - ( 1 a ) ]]>

    因此,过渡频率FT受第二极点频率F2的限制。

    由于整个放大器频宽由响应的开环过渡频率确定,则为了获得恰当的频带,
    特别是用于无线应用的频带,需要增大gm1和gm2的值并因此也需要增大电流消
    耗。

    发明内容

    本发明的目的是设计并提供一种运算放大器,具体而言,跨导型运算放大
    器,该跨导型运算放大器至少部分消除上文参照已知类型的运算放大器提出的
    缺点。

    此目的由根据权利要求1的运算放大器实现。所述放大器的优选实施方式
    由从属权利要求2-10定义。

    附图说明

    参照附图,上述运算放大器的其它特征和优势将由下文公布的以非限制性
    示例形式给出的优选示例性实施方式的描述得出,其中:

    -图1示出了上述运算放大器的示例性实施方式的电路方案;

    -图2示意性地示出了图1的放大器的高频等效电路;

    -图3示意性地示出了图1的放大器的低频等效电路。

    具体实施方式

    参照上述的图1,以附图标记100大体示出了新型运算放大器的示例性实施
    方式。具体而言,以CMOS技术实施此运算放大器100,且此运算放大器100
    优选地是适于驱动电容负载CL的跨导放大器。

    具体而言,应当注意到,此运算放大器100优选地可以用在以约数十/数百
    MHz的运算频率运行的时间采样模拟网络中。

    而且,放大器100包括电源端子和接地端子(接地端),所述电源端子可以
    连接到电源电位VDD,例如,VDD由电池提供,所述接地端子可以连接到地电位
    GND。优选地,电源电位VDD约为1.2V。

    运算放大器100在输入端包括第一放大级101,第一放大级101具有输入端
    子INM、INP以接收待放大的信号。优选地,此第一放大级101是设置有各自
    的差分输入端子INM、INP的差动级。具体而言,此差动级包括PMOS晶体管
    M1,PMOS晶体管M1的各栅极端子连接到上述差分输入INM、INP中的一个。

    此外,晶体管M1的源极端子通过PMOS晶体管M7连接到电源电位VDD。
    此晶体管M7由第一参考电位VB1驱动以产生差动级101的偏置电流。

    而且,晶体管M1的漏极端子连接到作为有源负载操作的各个装置M4。例
    如,这样的有源负载以由参考电位VCMIN驱动的NMOS晶体管M4实现。

    此外,第一放大级101包括在晶体管M1的漏极端子处的第一差分输出端子
    T1和T2。就此而言,应当注意,运算放大器100具有全差分电路结构,因此其
    包括差分输出端子OUT1和OUT2以将已放大的信号提供在电容负载CL上。具
    体而言,参照图1,通过复制连接到第一差分输出级101的上述第一差分输出端
    子T1和T2的电路元件而获得此电路结构。

    更详细地,运算放大器100包括第二放大级102,第二放大级M2以共源极
    的NMOS晶体管M2实现。每一第二级晶体管M2具有分别连接到放大器100
    的输出端子OUT1、OUT2中的一个和接地端子GND的漏极端子和源极端子。
    晶体管M2的第一输出端子Q1、Q2或栅极端子连接到第一差动级101的第一输
    出端子T1、T2中的一个。

    运算放大器100还包括去耦装置103,各去耦装置103配置成置于第一放大
    级101的差分输入端子INM、INP和放大器100的差分输出端子OUT1、OUT2
    中的一个之间。

    更详细地,每一去耦装置103包括信号施加在第一放大级101的输入处的
    电子跟随器装置M5。此跟随器装置以PMOS晶体管M5实现,该PMOS晶体
    管M5配置为连接到PMOS偏压晶体管M6的源极跟随器。具体而言,跟随器
    M5的栅极端子连接到第一级101的差分输入端子中的一个,例如INM,所述跟
    随器5的栅极端子表示整个去耦装置103的输入端子。晶体管M5的漏极端子和
    源极端子分别连接到地电位GND和晶体管M6。将此晶体管M6配置成产生用
    于跟随器M5的偏置电流。此晶体管M6连接到电源电位VDD且由第二参考电位
    VB2驱动。

    而且,每一去耦装置103包括连接在运算放大器100的供电端子VDD和各输
    出端子OUT1、OUT2之间的另一PMOS晶体管M3。这些晶体管M3具有各自
    的连接到跟随器装置M5的其它输出U1、U2的栅极端子。具体而言,这些其它
    输出与晶体管M5的源极端子重合。

    应当注意,这些其它晶体管M3表示用于第二放大级102的晶体管M2的a
    级负载晶体管。

    参照图1,应当注意,举例来说,运算放大器100通过偏压端子VDD和接地
    端子GND连接到偏压级104。此偏压级104包括以二极管结构形式的第一PMOS
    晶体管MD1和第二PMOS晶体管MD2,第一PMOS晶体管MD1和第二PMOS
    晶体管MD2相互串联连接到偏置电流产生器IDD。具体而言,第一晶体管MD1
    适于为与第一放大级101的差分输入端子INM、INP相应的选择性共模电位控
    制网络提供参考电位VBIN。类似地,第二晶体管MD2适于将上述的第二偏压电
    位VB2供给去耦装置103的晶体管M6的栅极端子。

    应当注意到,将偏压级104配置成确保等于第二偏压电位VB2的电位供给
    PMOS晶体管M3的栅极端子。以此方式,有利地,第二电位VB2能够建立供给
    电容负载CL的输出电流Iout。

    而且,图1的运算放大器100包括连接在第二级102的晶体管M2的栅极端
    子和漏极端子之间的补偿电容CC。本领域的技术人员了解,这样的电容器可以
    在频率响应方面使该运算放大器稳定。实际上,通过这样的电容,与运算放大
    器的所述极点中的一个极点或主极点有关的工作频率分离(极点分离)为约低
    于不存在补偿时与此极点有关的工作频率值。相反,另一极点或者次极点的频
    率提升到比不存在补偿时与此第二极点有关的频率值大的频率值。

    下文将假定放大器100的跟随器装置M5实质上是理想的,即,施加到差分
    输入端子INM和INP的电压VIN最终全部施加到去耦级103的其它输出U1、U2
    上(因此,施加到晶体管M3的栅极端上)。而且,将利用VOUT表示放大器100
    的差分输出端子OUT1、OUT2上存在的已放大的电压。

    参照图2中与放大器100的电路原理等效的高频电路,可能在拉普拉斯变
    换域中对上述放大器100进行小信号分析(小信号分析的详细计算公布在后附
    附录中),以获得将同一放大器100的输出差分电压VOUT和输入差分电压VIN关联
    的关系式,即传递函数H(s)。具体而言,此传递函数H(s)等于:

    V OUT V IN = gm 1 gm 2 s ( C C + C 1 ) + gm 1 C C C C + C 1 - gm 3 s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ]]>

    V OUT V IN = - gm 1 gm 2 + gm 1 s C C - gm 3 s ( C C + C 1 ) s ( C C + C 1 ) [ s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ] = H ( s ) - - - ( 1 ) ]]>

    其中,gm1、gm2和gm3分别是晶体管M1、M2和M3的跨导值,C1是第二放大级
    102的输入上存在的等效电容。

    在上述分析中,用高频这一词表示频率值,使得可以忽略晶体管的输出电
    阻。认为此假定对于接近运算放大器100的过渡频率FT的频率值有效。此过渡
    频率由以下给出:

    F T = gm 1 2 π C C - - - ( 2 ) ]]>

    其中CC是放大器100的补偿电容,及gm1是第一放大级101的晶体管M1的跨导。

    已知,传递函数H(S)的所述极点是复变量s的值,其抵消传递函数(1)
    的分母,而零点定义为s的使分子等于零的值。

    参照提出的运算放大器100的电路原理,应当注意,去耦电路103配置成
    将至少一个零点加入到放大器100的传递函数H(S)中。

    在传递函数(1)的特定实例中,可以通过以下方程式获得单一零点ωZ的:
    -gm1gm2+gm1sCc-gm3s(CC+C1)=0

    即, ω z = gm 1 gm 2 gm 1 C C - gm 3 ( C C + C 1 ) = gm 2 C C - gm 3 gm 1 ( C C + C 1 ) - - - ( 3 ) ]]>

    类似地,可以通过以下方程式获得放大器100的次极点ωp2的波动:

    s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L = gm 2 C C C C + C 1 ]]>

    因此:

    ω p 2 = - gm 2 C 1 + C L + C 1 C L C C - - - ( 4 ) ]]>

    放大器100的主极点或者第一极点ωp1的波动可以通过对图3中示出的放大
    器100的低频等效电路进行分析而获得。用低频进行上述分析意味着对于这些
    频率值有效,电容CC上的密勒效应与这些频率值相比于其它电路元件更加相关。
    例如,上述分析对于低于FT/10的频率值有效。

    具体而言,此主极点ωp1由以下关系式表示:

    ω p 1 = 1 r O 1 C C ( 1 + A Vo 2 ) = 1 r O 2 C C ( 1 + gm 2 r OUT ) 1 r O 1 gm 2 r OUT C C - - - ( 5 ) ]]>

    其中:

    rO1是第一放大差动级101的存在于第一输出端子T1或T2中的一个上的输出电
    阻;

    AVo2是第二放大级102的低频电压增益;

    rOUT是放大器100的存在于输出端子OUT1或OUT2处的输出电阻。

    主极点ωp1的上述波动通过以下关系式与放大器过渡频率FT有关:

    2 π F T = A VO ω p 1 = gm 1 C C - - - ( 6 ) ]]>

    其中

    AVO=gm1rO1gm2rOUT是整个放大器100的低频电压增益。

    根据放大器100的传递函数H(s),申请人揭示:有利地,可通过操作运算
    放大器100的电路参数而使上述零点ωZ波动等于次极点ωp2的波动,目的是消除
    此次极点的影响。

    具体而言,为了使此发生,即零点的波动和次极点的波动一致,根据先前
    的关系式(3)和(4),以下条件需为真:

    ω Z = ω p 2 C 1 + C L + C 1 C L C C = - C C + gm 3 gm 1 ( C C + C 1 ) - - - ( 7 ) ]]>

    即:

    gm 3 gm 1 = C 1 + C L + C C + C 1 C L C C C C + C 1 = 1 + C L C C + C L C 1 C C C C + C 1 ]]>

    因此

    gm 3 gm 1 = C C + C L C C - - - ( 8 ) ]]>

    用其它的话来讲,一旦确定由放大器100驱动的负载电容CL的值,且当第
    一级放大器101的晶体管M1的偏置电流(gm1取决于该电流)和晶体管M3的
    偏置电流(gm3取决于该电流)之间的比率固定时,可能得到满足方程式(8)
    的补偿电容CC的值,因此确保通过零点ωZ来消除次极点ωp2的影响。

    通过比较对放大器100有效的上述方程式(8)和对密勒放大器有效的关系
    式(1a),应当注意到,当保持跨导值的比例恒定时,即保持放大器的偏置电流
    恒定(由于gm值取决于这些电流),且当保持所驱动的电容负载CL恒定时,在
    提出的解决方法的放大器100中必需使用的补偿电容CC有利地比补偿已知类型
    的密勒放大器所需的补偿电容约低三倍。

    例如,通过选择gm比等于4,关系式(8)表示放大器100的补偿电容CC等
    于负载电容CL的三分之一。相反,参照密勒放大器的关系式(1a),通过选择gm
    比等于4,补偿电容CC总是比负载电容CL高或者最多相等。

    而且,由于运算放大器100的频带由关系式(2)的过渡频率FT确定,因此
    通过基于关系式(6)的主极点ωp1的波动,在上述的补偿电容CC降低后,有利
    地,所提出的放大器100还确保其频带比密勒放大器所提供的频带高,同时保
    持偏置电流和待驱动的负载电容恒定。以此方式,放大器100可以有利地应用
    在所有较新的无线应用中。

    而且,与密勒放大器相比,所提出的跨导放大器100有利地确保降低电流
    损耗,同时保持所获得的通频带不变。

    关于运算放大器的上述实施方式,为了满足因情况而异的需求,本领域的
    技术人员将能够对元件进行改动、调整和利用功能等效的其它元件来替代所述
    元件,而不脱离以下权利要求的范围。对可行实施方式的所描述的每一特性可
    以独立于所描述的其它实施方式实施。

    附录

    参照图2的高频电路(其等效于放大器100的电路方案),输出差分电压VOUT
    和输入差分电压VIN之间的比率,即此电路的传递函数H(S),根据以下获得:

    iX=(VO1-VOUT)sCC

    iX=gm2VO1-gm3Vin+VOUTsCL

    VO1=(-gm1VIN-iX)/sC1

    VO1sCC-VOUTsCC=gm2VO1-gm3VIN+VOUTsCL

    V O 1 = - gm 1 s C 1 V IN - C C C 1 V O 1 + C C C 1 V OUT ]]>

    V O 1 = - V IN gm 1 s ( C 1 + C C ) + V OUT C C C C + C 1 ]]>

    - V IN gm 1 C C C C + C 1 + V OUT sC C 2 C C + C 1 - V OUT s C C = ]]>

    - V IN gm 1 gm 2 s ( C C + C 1 ) + V OUT gm 2 C C C C + C 1 - gm 3 V IN + V OUT s C L ]]>

    V OUT [ s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ] = ]]>

    V IN [ - gm 1 gm 2 s ( C C + C 1 ) + gm 1 C C C C + C 1 - gm 3 ] ]]>

    因此

    V OUT V IN = gm 1 gm 2 s ( C C + C 1 ) + gm 1 C C C C + C 1 - gm 3 s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ]]>

    V OUT V IN = - gm 1 gm 2 + gm 1 s C C - gm 3 s ( C C + C 1 ) s ( C C + C 1 ) [ s C C 2 C C + C 1 - s C C - s C L - gm 2 C C C C + C 1 ] = H ( s ) ]]>

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